本发明属于集成电路的静电放电(esd：electro-staticdischarge)保护领域，具体涉及一种rc电路触发的双向esd保护电路。
背景技术
静电放电(electro-staticdischarge，简称esd)现象是指具有不同电势的物体相互靠近或接触时发生的电荷转移现象。静电放电过程中，由于放电时间极短，会产生很大的电流，对于集成电路而言，这种大电流会损伤甚至烧毁内部器件，导致芯片失效；静电放电现象可能出现在芯片生产运输使用的各个环节，因此esd防护措施对于芯片的可靠性而言是非常重要的。
esd保护方案的设计依赖于特定的esd设计窗口；对于特定的电路，存在一定的工作电压vdd；为保证esd保护器件不会影响电路的正常工作，要求在正常工作电压下esd保护器件处于高阻状态；对于存在回滞特性的esd保护器件，为了避免发生闩锁现象，要求其发生负阻现象后的最低电位(维持电压)需要高于工作电压，因此，esd设计窗口的下限就是电路的电源电压，esd设计窗口的上限由被保护器件所能承受的最大安全电压决定；图1(a)是一个具有回滞特性的esd保护器件的设计窗口示意图，其中，vdd是被保护电路的电源电压，vsafe是被保护器件所能承受的最大安全电压，vt1和it1为esd保护器件的触发电压和触发电流，vh和ih为esd保护器件的维持电压和维持电流，vt2和it2为esd保护器件的二次击穿电压和二次击穿电流。
在具体的应用电路中，存在输入端口有正负电压输入的情况，在这种情况下，esd设计窗口就需要考虑负电压的情况；图1(b)所示为具有回滞特性的双向esd保护器件的双向esd设计窗口，双向esd设计窗口包括正极和负极两个窗口，每个esd设计窗口对器件的i-v特性的要求同普通的单向esd设计窗口一致(见图1(a))；相比普通的单向esd设计窗口，双向esd设计窗口要求esd保护器件在不同极性的电压下的i-v特性相同，但是，对于普通的esd保护器件，在正负电压下，表现出来的特性是完全不同的；图1(c)是单向具有回滞特性的esd保护器件的i-v曲线，从图中可以看出，当输入电压为负时，器件特性与二极管类似，这样的单向esd保护器件是无法满足双向esd设计窗口的要求。
图2所示为一个传统的rc触发的esd保护电路的电路图，esd设计窗口可能由于被保护电路的要求而变得非常小，即vddmax和vsafe相差非常小，对于该种电路，一般的esd保护器件无法适用，所以需要使用rc触发的esd保护电路；传统的rc触发esd保护电路利用rc电路探测输入电压的上升沿来触发钳位器件开启泄放esd电流，当输入电压上升时间很短时，rc电路的电容来不及充电，电阻r上会降落很大电压，使得三级反相器链(虚线框内标示部分)的输入端为低电平，从而使得钳位nmos管n7的栅压为高，使其开启；当输入电压上升时间长时，电容电压会跟随输入电压，使得反相器输入高电平，从而n7栅压为低，保持关断状态，rc触发的esd保护电路的工作原理使其适用于窄设计窗口的电路保护；
但是，传统rc触发的esd保护电路的触发电路的正负i-v特性不对称，只能适用于单向的esd设计窗口，图2所示的rc触发esd保护电路，就要求输入电压vdd为正，vss为负，若极性相反钳位mos管的寄生二极管会导通；即使钳位器件使用双向器件，普通的rc触发电路也无法保证在不同模式的esd脉冲条件下正常触发钳位器件，所以无法应用于需要双向esd保护器件的场合。
对于一些既需要使用双向esd保护器件，同时设计窗口非常窄的情况下，就需要一种在不同极性的输入电压下都能够正常触发钳位器件的rc触发电路的结构，本发明即提出了一种rc电路触发的双向esd保护电路可以满足上述的要求。
技术实现要素：
本发明的目的在于针对上述背景技术的缺陷提供一种rc电路触发的双向esd保护电路，该保护电路能够在不同极性输入电平下正确触发钳位器件，适用于设计窗口非常窄的双向esd保护器件。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种基于soi工艺的rc电路触发双向esd保护电路，其特征在于，所述电路包括桥式整流电路(100)、触发电路(101)和esd钳位器件(102)；所述桥式整流电路(100)的正极输入端口、负极输入端口分别与i/o端、地vss端相连，正极输出端口、负极输出端口分别与触发电路(101)的正极输入端口(104)、负极输入端口(105)相连，所述触发电路(101)还有一个触发控制电压输出端(107)、与esd钳位器件(102)的控制电压输入端相连，所述esd钳位器件(102)的衬底电极与触发电路(101)的正极输入端(104)或负极输入端口(105)相连，而esd钳位器件(102)的正极输入端口、负极输入端口分别与i/o端、地vss端相连；
所述桥式整流电路(100)包括四个二极管、两个nmos管和两个pmos管，其中，二极管d1阴极为桥式整流电路的正极输入端口；二极管d1阳极为桥式整流电路的负极输出端口，且与二极管d2阳极、nmos管n1源极和衬底电极及nmos管n2源极和衬底电极相连；二极管d2阴极与地vss相连，二极管d3阳极与桥式整流电路的正极输入端口相连；二极管d3阴极为桥式整流电路的正极输出端口，且与二极管d4阴极、pmos管p1源极和衬底电极及pmos管p2源极和衬底电极相连；二极管d4阳极与桥式整流电路的负极输入端口相连；nmos管n1栅极与桥式整流电路的负极输入端口相连，漏极与桥式整流电路的正极输入端口相连；nmos管n2栅极与桥式整流电路的正极输入端口相连，漏极与桥式整流电路的负极输入端口相连；pmos管p1栅极与桥式整流电路的负极输入端口相连，漏极与桥式整流电路的正极输入端口相连；pmos管p2栅极与桥式整流电路的正极输入端口相连，漏极与桥式整流电路的负极输入端口相连。
所述rc电路触发的双向esd保护电路，其特征在于，所述触发电路(101)为rc触发电路，包括：rc电路和电压控制电路；
所述rc电路包括：电容c1、电阻r1和nmos管n3，其中，电阻r1一端为触发电路的正极输入端口(104)，另一端为rc电路的电压输出端、与电容c1的一端、nmos管n3的栅极及电压控制电路的电压输入端(106)相连；电容c1的另一端与nmos管n3的漏极相连，nmos管n3的源极和衬底电极均与触发电路的负极输入端口相连；
所述电压控制电路为三个nmos管和五个pmos管形成的带反馈的三级倒相器结构，倒相器的正、负电源端分别与触发电路的正极输入端口(104)、负极输入端口(105)相连；nmos管n4和pmos管p3形成第一级倒相器，其电压输入端为电压控制电路的电压输入端(106)、与rc电路的电压输出端相连；nmos管n5、pmos管p4和pmos管p7形成第二级倒相器，其中，pmos管p4和pmos管p7为共源共栅结构，nmos管n5和pmos管p4的栅极与第一级倒相器的电压输出端相连，pmos管p7的栅与触发电路的控制电压输出端(107)相连形成反馈；nmos管n6和pmos管p5形成第三级倒相器，该级倒相器的电压输出端为触发电路的控制电压输出端(107)；在第二级倒相器和第三级倒相器之间有pmos管p6，其栅极与触发电路的控制电压输出端(107)相连，源极和衬底电极与触发电路的正极输入端口(104)相连，漏极与第三极倒相器的电压输入端相连形成反馈。
所述rc电路触发的双向esd保护电路，其特征在于，所述esd钳位器件(102)为nmos管或pmos管，当esd钳位器件(102)为nmos管时、其衬底电极与触发电路(101)的负极输入端口(105)相连，栅极为esd钳位器件(102)的控制电压输入端，源极和漏极分别为esd钳位器件(102)的正极输入端口、负极输入端口；当esd钳位器件(102)为pmos管时、其衬底电极与触发电路(101)的正极输入端(104)相连，栅极为esd钳位器件(102)的控制电压输入端，源极和漏极分别为esd钳位器件(102)的正极输入端口、负极输入端口。
本发明的有益效果在于：
本发明提供一种rc电路触发的双向esd保护电路，该双向esd保护电路，当esd事件到达时，钳位器件有很低的触发电压能够快速开启泄放esd电流，而在电路正常工作时，钳位器件的触发电压较高无法触发，因此保持高阻状态；同时，该保护电路适用于被保护输入端口有正负电压输入的情况，且适用于较窄的esd设计窗口。由于本发明结构中所用到的器件都可以由工艺厂商提供准确的仿真模型，所以本发明的结构进行仿真调试，从而可以预估esd保护模块的性能及其对内部电路的影响。
附图说明
图1(a)传统具有负阻效应的esd保护器件特性曲线与esd设计窗口说明图。
图1(b)传统双向负阻效应的esd保护器件曲线与双向esd设计窗口说明图。
图1(c)用于单向esd保护的具有负阻效应的esd保护器件的i-v曲线。
图2传统rc触发的esd保护电路的电路图。
图3为本发明实施例中基于soi工艺的rc触发的双向esd保护电路图。
图4为本发明实施例中桥式整流电路(100)的版图结构示意图。
图5为本发明实施例中沿图4中aa’线的剖面图及连线方式。
图6为本发明实施例中沿图4中bb’线的剖面图及连线方式。
图7为本发明实施例中钳位器件(102)的版图结构示意图。
图8为本发明实施例中沿图7中cc’线的剖面图及连线方式。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本实施例提供基于soi工艺的rc触发的双向esd保护电路，如图3所示，该电路由三个部分组成：桥式整流电路(100)、rc触发电路(101)和钳位器件(102)。
所述桥式整流电路(100)与rc触发电路(101)相接将输入方向不定电压转化单一方向的电压，其由mos管整流电路和二极管整流电路并联而成，二极管整流电路包括d1、d2、d3、d4，即为普通的桥式整流电路的构造，利用二极管对电流方向进行限制，使得电流只能从rc触发电路的正极(104)流向负极(105)，若只使用二极管整流电路的话后面接的rc触发电路(101)的电容c1充电后将无法放电，从而影响rc触发电路工作，所以加入了mos管整流电路。
所述mos管整流电路由nmos管n1、n2和pmos管p1、p2组成，四个mos管的衬底电极都与源极相连，源漏极之间存在寄生二极管；参照二极管桥式整流电路的接法，对四个mos管的源漏极进行连接，但是，mos管的栅极各自分别同i/o口和地vss连接，这样可以利用输入电压使得mos管开启，当输入电压极性为i/o口接正，vss接负时，mos管p1、n2开启，其余mos管关闭，二极管d3、d2导通，其余二极管反偏，二极管与mos管提供了两条并联的电流通路，当该输入电压到达最大值后开始下降，由于rc触发电路中的电容c1两端电压不能突变，使得rc触发电路正极(104)电压高于i/o口电压，二极管d3、d4全部反偏，电容无法通过二极管放电，而mos管p1、n2仍然处于开启状态，从而电容可以通过mos管通路放电，输入电压极性相反时工作原理相似，不再赘述。
将mos管整流电路和二极管整流电路并联可以使得桥式整流电路(100)具有三个优点：首先，桥式整流电路(100)后接的rc触发电路(101)的电容c1能够正常充电和放电；其次，由于mos管导通后源漏压降很小，消除了二极管的导通电压的影响；最后，二极管有导通速度快的优点，在esd脉冲下能及时导通。
传统的rc触发esd保护电路存在以下问题：为了在esd脉冲到来时钳位nmos管始终保持开启，需要使rc电路中的电容充电速度足够慢，需要较大的rc时间常数，即大的电阻和电容。这样会给被保护电路引入较大的电容，影响电路正常工作，而且当输入电压的电平转换速率较快时，钳位器件容易被误触发。
为了解决上述问题，在本发明中，所述rc触发电路(101)在传统的rc触发电路的基础上加入三个mos管n3、p6、p7，其中，pmos管p7用于提供反馈，当钳位器件n7栅压为高时，pmos管p7会关闭，该级反向器的输出将为低电平或高阻状态，使得钳位器件开启后不会受到电容c1充电的影响，从而可以在电路中使用较小的电容；rc触发电路(101)中的pmos管p6用于在正常工作条件下将mos管栅压锁定为低电压，防止误触发；nmos管n3则用于正常工作条件下修整输入反相器的电压，防止在由于桥式整流电路mos管的开启引起的rc触发电路正极(104)压降快速上升而引起的钳位器件误触发。
所述钳位器件(102)为nmos，其漏极和源极做对称设计，分别与i\o口和地vss相连，栅极接入rc触发电路(101)的反相器输出端，衬底电极接入rc触发电路的负极(105)；这样该器件的衬底电极始终与漏源电极中电位较低的那一极相连，从而形成了一个双向器件。
综上三部分相连形成了一个利用rc触发的双向esd保护电路。
如图4所示为本实施例中桥式整流电路(100)部分的版图结构，其中201为nmos管n1，202为二极管d1，203为二极管d2，204为nmos管n2，205为pmos管p1，206为二极管d3，207为二极管d4，208为pmos管p2；如图5和图6所示分别给出了沿aa’线和沿bb’线的剖面图，以及各器件的连线情况；由于soi工艺能提供良好的隔离，使得在不同极性的外加电压下，不会出现器件阱区之间和衬底与阱区之间的漏电通道，从而简化了设计。
如图7所示为钳位器件(102)部分的版图结构，图中钳位器件为四叉指的nmos器件，当然对于不同的esd保护要求，叉指数可以做任意改变；如图8所示给出来沿cc’线的剖面图和各电极的连接情况，通过rc触发电路对衬底和栅电压的控制，使得该nmos器件成为了一个双向保护器件。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。