基于SIW的TM双模平衡带通滤波器的制作方法

本发明涉及一种滤波器，特别是一种基于siw的tm双模平衡带通滤波器。

背景技术：

在现代无线通信系统中，平衡器件受到了越来越多的关注，因为平衡器件可以有效抑制环境噪声和系统内部的噪声。而滤波器是通信系统设备必不可少的器件。平衡带通滤波器可以有效抑制环境和系统内部产生的噪声，因而广泛应用于现代无线通信电路。高选择性、小型化、高共模抑制的新型平衡带通滤波器是市场的迫切需求，也是平衡带通滤波器发展的必然趋势。

基片集成波导(siw)技术因其小型化、易集成、高ｑ值的优点，受到越来越多的关注。使用双模或多模理念设计滤波器时，可以实现在不增加谐振器数目的同时提高单个腔体的选择性，从而可以有效减小滤波器的尺寸。利用tm模式可以使n阶滤波器产生n个传输零点，提高滤波器的选择性。但是由于使用tm双模或多模设计滤波器时不可避免的会有高次模的产生，从而在通带不远处出现一个或多个寄生通带，如何减小寄生通带或让寄生通带远离中心频率是一个重要的问题。本设计通过对耦合缝隙的位置以及尺寸进行合理设计，tm120和tm210模附近的六个模式被有效抑制，实现了良好的宽阻带抑制性能。在共模激励下，由于微带线中间形成了磁壁，磁流无法通过耦合缝隙进入siw谐振腔，从而在较宽的频带范围内实现了高共模抑制。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，而提供一种基于siw的tm双模平衡带通滤波器，该基于siw的tm双模平衡带通滤波器能在差模激励下，通过矩形缝隙激励起谐振腔内的tm120和tm210模(谐振模式)以及te10和te01模(非谐振模式)，不仅在通带内产生了两个极点，而且在通带两侧分别产生了一个传输零点，有效地提高了滤波器的选择性。此外，通过对矩形缝隙的位置以及尺寸进行合理设计，tm120和tm210模式附近的六个模式被有效抑制，实现了良好的宽阻带抑制性能。在共模激励下，由于微带线中间的凸起部位形成了磁壁，磁流无法通过矩形缝隙进入siw谐振腔，从而在较宽的频带范围内实现了高共模抑制。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：

一种基于siw的tm双模平衡带通滤波器，包括从上至下依次同轴设置的介质基板一、金属板一、介质基板二、金属板二和介质基板三。

假设以每块介质基板或金属板的中心为原点，以过原点且平行于带通滤波器边长的方向为x轴，以过原点且垂直于x轴的方向为y轴，建立坐标系。

介质基板一上设置微带线一，该微带线一位于y轴上且关于x轴对称。

金属板一上开设有矩形缝隙一，该矩形缝隙一的中心与金属板一的中心重合，且矩形缝隙一的长边与x轴之间的夹角为θ。

介质基板二上设置有金属通孔阵列和两个微扰金属孔；金属通孔阵列关于x轴和y轴对称；两个微扰金属孔设置在金属通孔阵列内部的x轴上且关于y轴对称。

金属板二上开设有矩形缝隙二，该矩形缝隙二的中心与金属板二的中心重合，且矩形缝隙二的长边与x轴之间的夹角为-θ。

介质基板三上设置微带线二，该微带线二位于x轴上且关于y轴对称。

微带线一和微带线二的中部均设置有凸起。

金属通孔阵列的长度为34.1mm，宽度为33.8mm；金属通孔阵列中每个金属通孔的直径均为1mm，相邻两个金属通孔之间的间距为1.5mm。

每个微扰金属孔的直径均为0.6mm。

微扰金属孔与对应侧x轴上的金属通孔之间的间距为0.8mm。

矩形缝隙一和矩形缝隙二的长度均为10mm，宽度均为0.3mm。

θ=38°。

微带线一和微带线二的宽度为1.58mm。

本发明具有如下有益效果：

1.具有高选择性(良好的矩形系数和带外抑制)。在差模激励下，通过耦合缝隙激励起谐振腔内的tm120和tm210模(谐振模式)以及te10和te01模(非谐振模式)，不仅在通带内产生了两个极点，而且在通带两侧分别产生了一个传输零点，有效地提高了滤波器的选择性。

2.具有高共模抑制能力。通过对耦合缝隙（也即矩形缝隙）的位置以及尺寸进行合理设计，tm120和tm210模式附近的六个模式被有效抑制，实现了良好的宽阻带抑制性能。在共模激励下，由于微带线中间的凸起部位形成了磁壁，磁流无法通过耦合缝隙进入siw谐振腔，从而在较宽的频带范围内实现了高共模抑制。

3.首次提出采用tm双模腔来设计平衡滤波器。利用单个谐振腔可以产生两个极点和两个传输零点；通过合理地设计耦合缝隙的位置和尺寸，有效地抑制了通带附近的六个模式，实现了宽阻带性能。引入了微带—槽线转换结构对siw腔进行馈电，实现了在较宽频带范围内的高共模抑制。由于使用了双模腔和多层结构，平衡滤波器的尺寸更加紧凑。

附图说明

图1显示了本发明基于siw的tm双模平衡带通滤波器的结构示意图。

图2显示了介质基板的一个优选实施例。

图3显示了本发明基于siw的tm双模平衡带通滤波器在差模激励下的拓扑结构示意图。

图4显示了本发明基于siw的tm双模平衡带通滤波器的散射参数仿真和测试结果。

其中有：

10.介质基板一；11.微带线一；12.凸起；

20．金属板一；21.矩形缝隙一；

30.介质基板二；31.金属通孔阵列；32.金属通孔；33.微扰金属孔；

40.金属板二；41.矩形缝隙二；

50.介质基板三；51.微带线二。

另外：

w1：微带线宽度；w2：凸起宽度；port1、port1’：第一平衡端口；

ws：矩形缝隙宽度；ls：矩形缝隙长度；θ：耦合缝隙旋转角度；

w：金属通孔阵列宽度；l：金属通孔阵列长度；p：相邻金属通孔之间的间距；d：金属通孔直径；g：微扰金属孔与对应侧x轴上的金属通孔之间的间距；

port2、port2’：第二平衡端口；

s：源；l：负载；ms1：源与tm120之间的耦合系数；ms2：源与tm210之间的耦合系数；msl：源与负载之间的耦合系数。

具体实施方式

下面结合附图和具体较佳实施方式对本发明作进一步详细的说明。

本发明的平衡带通滤波器以工作在中心频率为5.2ghz的wlan系统为例说明，其3db相对带宽为4％。

如图1所示，一种基于siw的tm双模平衡带通滤波器，包括从上至下依次同轴设置的介质基板一10、金属板一20、介质基板二30、金属板二40和介质基板三50。

假设以每块介质基板或金属板的中心为原点，以过原点且平行于带通滤波器边长的方向为x轴，以过原点且垂直于x轴的方向为y轴，建立坐标系，此时为二维坐标系。也即每块介质基板或金属板均具有一个二维坐标系，另外，以过原点且沿带通滤波器的厚度方向为z轴，建立三维坐标。

介质基板一上设置微带线一11，该微带线一位于y轴上且关于x轴对称，其开路端连接第一平衡端口port1、port1’。

介质基板三上设置微带线二51，该微带线二位于x轴上且关于y轴对称，其开路端连接第二平衡端口port2、port2’。

微带线一和微带线二的中部均设置有凸起12。

微带线一和微带线二的宽度，也即微带线宽度w1优选为1.58mm。

介质基板一和介质基板三的材料优选为：

1.相对介电常数为2.2，厚度为0.508mm的rt/duroid5880。

2.采用微波板作为基板的材料，如图2所示，包括基板s1以及包覆在其上、下表面的上金属层s2和下金属层s3。

金属板一上开设有矩形缝隙一21（也称耦合缝隙一）；该矩形缝隙一的中心与金属板一的中心重合，且矩形缝隙一的长边与x轴之间的夹角为θ，θ优选为38℃。矩形缝隙一的长边与x轴之间的夹角也可表述为：绕z轴逆时针旋转38°。

金属板一既充当微带线一的地，也作为谐振腔的金属壁。

金属板二上开设有矩形缝隙二41（也称耦合缝隙二），该矩形缝隙二的中心与金属板二的中心重合，且矩形缝隙二的长边与x轴之间的夹角为-θ，也即-38℃。矩形缝隙二的长边与x轴之间的夹角也可可表述为：绕z轴顺时针旋转38°。

矩形缝隙一和矩形缝隙二的长度ls均优选为10mm，宽度ws均优选为0.3mm。

金属板二既充当微带线二的地，也作为谐振腔的金属壁。

介质基板二上设置有金属通孔阵列31和两个微扰金属孔33。

金属通孔阵列关于x轴和y轴对称，金属通孔阵列的长度l优选为34.1mm，宽度w优选为33.8mm；金属通孔阵列中每个金属通孔的直径d均优选为1mm，相邻两个金属通孔之间的间距p优选为1.5mm。

两个微扰金属孔设置在金属通孔阵列内部的x轴上且关于y轴对称。每个微扰金属孔的直径均优选为0.6mm。微扰金属孔与对应侧x轴上的金属通孔之间的间距g优选为0.8mm。

金属通孔阵列构成谐振腔，介质基板二的规格优选为：相对介电常数为3.38，厚度为0.813mm的rogersro4003c。

由金属通孔阵列围成的谐振腔的尺寸(l,w)决定了滤波器的谐振频率。siw谐振腔的初始尺寸由中心频率f0决定；在微波毫米波波段内，通过调整siw腔的尺寸、耦合缝隙的旋转角度和尺寸以及微带线中间部分的宽度，该平衡带通滤波器可以工作在不同的中心频率。

本发明所述平衡带通滤波器的4个端口均采用sma头焊接，以便接入测试或者与电路相连。本发明可用于wlan以及毫米波系统。

如图3中的拓扑结构示意图所示，在差模信号激励下，通过耦合缝隙激励起谐振腔内的tm120和tm210模(谐振模式)以及te10和te01模(非谐振模式)，不仅在通带内产生了两个极点，而且在通带两侧分别产生了一个传输零点，有效地提高了滤波器的选择性。

耦合缝隙的特性是只能进行磁耦合。由于所提出siw腔的前八个谐振模式中只有tm120和tm210的磁场分布位于腔体的中心位置，而其它模式在中心点附近的磁场强度较弱，所以将耦合缝隙放置于siw腔的中心处。此时，模式tm120和tm210被成功激励，形成所需要的通带；同时激励起非谐振模式(te10和te01)，引入了源与负载耦合，从而在通带两侧分别产生了一个传输零点，提高了通带的矩形系数。

另外，由于两个耦合缝隙位置的特殊性，根据siw腔中前8个tm模的磁场分布图确定耦合缝隙的位置，tm210和tm120模被成功激励的同时，对其它的6个模式产生一定的抑制效果。耦合缝隙的旋转角度θ对通带性能有显著影响，通过确定合适的θ，滤波器的通带能够形成。耦合缝隙长度ls的改变会影响零点的位置，选择合适的ls进一步提高了宽阻带性能；通过调节微扰金属通孔在x轴上的位置g改变耦合系数，进而控制滤波器的带宽；通过改变耦合缝隙的宽度ws和微带线中间部分（也即凸起）的宽度w2来获得理想的外部品质因数。

上述金属板一、介质基板二和金属板二是作为谐振器的siw腔，介质基板一和介质基板二是作为馈电的微带—siw换结构。

引入了微带—槽线转换结构，在共模信号激励下，微带线中间形成了磁壁，磁流无法通过耦合缝隙进入siw谐振腔，从而在较宽的频带范围内实现了高共模抑制。

电磁能量的流动路径为：第一(二)平衡端口—微带线—耦合缝隙—siw腔—耦合缝隙—微带线—第二(一)平衡端口。

如图4所示，本发明平衡带通滤波器的散射参数仿真与实测结果。其中sdd11表示差模信号激励下的仿真和测试的反射系数，sdd21为差模信号激励下的仿真和测量的传输系数。scc21为共模信号激励下的仿真和测量的传输系数。所述平衡带通滤波器在差模激励下的通频带中心频率为5.2ghz，其3db相对带宽为4%，插入损耗为1.2db。在0-4.6ghz内的抑制电平大于40db，在5.4-8.2ghz内的抑制电平大于25db，在8.2-9.4ghz内的抑制电平大于12db。该滤波器具有高选择性和低插入损耗。在共模激励下，在0-9.3ghz内共模信号抑制电平大于-50db，具有很高的共模抑制效果。从图中可以看到仿真和实测结果吻合良好。

以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换，这些等同变换均属于本发明的保护范围。