一种非对称偶极子天线及天线阵列的制作方法

1.本发明涉及天线技术领域，具体说的是一种非对称偶极子天线及天线阵列。


背景技术：

2.随着fdd+tdd基站天线方案的提出，各种组阵形式及阵列拓扑结构被相继研发出来。例如附图7中，将工作在3.3~3.8 ghz的tdd天线夹在fdd天线阵列中间，可以在完成fdd天线和tdd天线各项功能的基础上，将fdd天线阵列不同列阵元间的隔离度优化到尽可能好，其中fdd阵列通过将工作在0.69~0.96 ghz的阵元和部分工作在1.4~2.7 ghz的阵元组合在一起，形成同轴天线，再与其他工作在1.4~2.7 ghz的阵元组合成线阵，再大幅减小基站整体尺寸的同时，保障了天线在各频段的性能。然而图7的拓扑方法并未解决图1中阵元lba、阵元mba、阵元hba之间的跨带干扰，且根据现有技术还无法在阵元lba上设计出用于1.4~3.8ghz的滤波电路，因此，需在阵元lba上设计出一种电路，使得它既能滤除阵元lba一侧的阵元mba所辐射来的电波，又能同时滤除阵元lba另一侧的阵元hba所打来的电波。
3.然而这种方法有两个问题难以解决：一是作用于不同频段的滤波电路，其自身阻抗是不等的，电长度也是不等的；二是由于这种电路均要连接天线辐射体及匹配电路，因此两个电路间会相互干扰，使得任何一个滤波电路在其工作频段均会受到另一个滤波电路的影响。


技术实现要素：

4.为解决上述技术问题，本发明提供一种非对称偶极子天线及射频阵列，偶极子的两个单极子上分布有工作在不同频段的滤波电路，并在滤波电路之外设置特殊匹配电路和辅助滤波电路，使偶极子天线的两极最终等幅等电长度，在应用于射频阵列时，滤波带宽更宽，交叉极化比高，高度低，成本较低，且易于生产，在市场上具有较强的竞争力。
5.为实现上述技术目的，所采用的技术方案是：一种非对称偶极子天线，包括辐射单元和巴伦支撑，所述的辐射单元包括天线介质基板和设置在天线介质基板上的辐射面，辐射面包括两个呈极化正交设置的两个偶极子，每个偶极子包括相对向设置的两个单极子，各单极子呈环绕设置并与巴轮支撑连接，每个偶极子的两个单极子上分别分布有工作在不同频段的高阶滤波电路、使偶极子的两极等电长度并用于相对向单极子滤波的辅助滤波电路，以及使偶极子两极间的阻抗配平的特殊匹配电路。
6.进一步，所述的高阶滤波电路靠近辐射面边缘设置，辅助滤波电路靠近辐射面中部设置。
7.进一步，所述的高阶滤波电路为2阶至9阶的滤波电路。
8.进一步，所述的辅助滤波电路由不同长宽的弯折线组合而成。
9.进一步，所述的特殊匹配电路由不同长宽的带状线组合而成。
10.进一步，所述的偶极子为全波偶极子。
11.进一步，所述的巴轮支撑包括两个极化正交设置的巴伦以及设置在巴仑上的匹配
电路。
12.一种天线阵列，包括低频振子、中频振子和高频振子，低频振子为所述的非对称偶极子天线，中频振子和高频振子分别位于低频振子的不同频段的高阶滤波电路下方。
13.本发明益效果是：1、本发明解决了应用于3g/4g/5g基站天线中用于某一工作频段的天线对工作附近的两种以上其他频段天线的干扰。
14.2、采用高阶滤波电路，使滤波频带变得更宽。
15.3、使用非对称偶极子，实现天线其中滤除一侧某一宽频段电波的同时，同时可以滤除天线另一侧的另一宽频带的电波。
16.4、使用特殊匹配电路和辅助滤波电路，使本发明所提出的偶极子两极所辐射出的电场等幅等电长度。
17.5、将偶极子通过电路制成全波长偶极子，使天线保持小型化的基础上，具有较高的增益。该振子材料便宜，工艺简单，适合大批量生产。
附图说明
18.图1为本发明的射频阵列简图；图2为本发明的天线整体结构图；图3为本发明的辐射面电路图；图4为实施例1的vswr参数仿真结果；图5为实施例1在0.69-0.96 ghz的部分频点方向图；图6为实施例1在1.4-3.8 ghz的部分频点方向图；图7为实施例2的射频阵列结构图。
具体实施方式
19.本技术共有两个实施例，如图1所示，提供了一种用于fdd+tdd阵列的非对称高增益宽带滤波偶极子天线，如图7所示，并基于图1结构提供了一种基站天线的大规模射频阵列，增加的多频基站天线和隔离条16用于提升产品的辐射性能。
20.本发明中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等（如果存在）,以及术语“a”、“b”、“c”、“d”等（如果存在）是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解的是，这样使用的数据在适当情况下是可以互换的，以便该处所描述的实施例能以除了在该处图示或描述的内容以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及它们的任何变形术语，其意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地罗列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其他步骤或单元。
21.在本实施方式的描述中，术语“内”、“外”、
ꢀ“
前”、“后”、“左”、“右”等指示的方位或位置关系均为基于附图所示的方位或位置关系，仅仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
22.本发明所给出的一种用于多频天线阵列的一种非对称偶极子天线，对于图1所示
的fdd+tdd阵列的部分阵列单元，低频振子lba的辐射面上使用了本发明提出的非对称偶极子，非对称偶极子天线包括辐射单元和巴伦支撑，辐射单元包括天线介质基板和设置在天线介质基板上的辐射面1，巴伦支撑包括负责45
°
极化电场的巴伦2及匹配电路3、负责-45
°
极化电场的巴伦2及匹配电路3，天线还可以包括连接引线板4和振子支撑件5，具体图像可参考图2。
23.辐射面1包括两个呈极化正交设置的两个偶极子，每个偶极子包括相对向设置的两个单极子，单极子为偶极子的其中一极电路，各单极子呈环绕设置并与巴轮支撑连接，每个偶极子的两个单极子上分别分布有工作在不同频段的高阶滤波电路，在每个单极子内还分布有使偶极子的两极等电长度并用于相对向单极子滤波的辅助滤波电路，以及使偶极子两极间的阻抗配平的特殊匹配电路。高阶滤波电路为2阶至9阶的滤波电路。
24.如图1、图7所示，基于非对称偶极子天线的天线阵列，包括低频振子lba、中频振子hba和高频振子mba，低频振子lba、中频振子hba和高频振子mba均工作在射频，低频振子为非对称偶极子天线，中频振子和高频振子分别位于低频振子的不同频段的高阶滤波电路下方。使得低频振子lba左侧的高频振子mba所辐射出的波束，和右侧中频振子（5g阵元）hba所辐射出的电波，均不会因低频振子辐射面而产生任何散射。
25.非对称偶极子天线的辐射面1上使用了现有滤波技术所改进的非对称滤波偶极子，偶极子包括第一高阶滤波电路11、第二高阶滤波电路12、第一匹配电路13、第二匹配电路14、馈电电路15，馈电电路15位于辐射面中心区域，用于与巴轮支撑馈电连接。
26.如图3所示，按从左向右顺序排列的两排四个单极子分别标注为单极子a、单极子b、单极子c和单极子d，相对向设置的单极子a和单极子d组成一个非对称偶极子，相对向设置的单极子b和单极子c组成一个非对称偶极子，以单极子a和单极子d组成的偶极子为例，单极子a中分布有第一高阶滤波电路11、第二辅助滤波电路132及第一特殊匹配电路131，单极子d中分布有第二高阶滤波电路12、第一辅助滤波电路142及第二特殊匹配电路141，形成一种更高阶的滤波体系，第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12工作在不同频段。并且偶极子内的两个单极子通过第二特殊匹配电路141和第二特殊匹配电路141，使偶极子两极的等效阻抗最终相等，可在低频振子lba自身工作频段正常辐射；通过对偶极子两极电路采用非对称、宽度非均匀的不等长带状线，使两极电长度相等，均大于低频振子lba工作频段的一个波长，两极电路的电流方向关于振子中心相差180
°
，使该天线成为全波长天线，可向轴向辐射高增益波束。
27.以单极子a和单极子d组成的偶极子为例，单极子a的第一高阶滤波电路11为7阶带阻滤波电路，其中不同长宽的带状线111-113可等效为电感元件，将带状线111-113弯曲而成，弯曲而成的形成的缝隙114-116等效为电容元件；串联电容电感电路枝节作为等效电路117、118，通过将不同长宽的粗线117和118与111-113、114-116所组成的电路并联组成最终的第一高阶滤波电路11，整个第一高阶滤波电路11的等效模型可用图3表示。同理，单极子c的等效模型与单极子a相同。
28.单极子d的第二高阶滤波电路12等效模型与单极子a的第一高阶滤波电路11等同，但其中电容电感及电阻的参数不同，其中不同长宽的细线121-123可等效为电感元件；将细线121-123弯曲，其中的缝隙124-126等效为电容元件；串联电容电感电路枝节作为等效电路127、128，通过将不同长宽的粗线127和128与121-123、124-126所组成的电路并联组成最
终的第二高阶滤波电路12。同理，单极子b的等效模型与单极子d相同。
29.第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波12分别负责两个宽频段的滤波，例如：当图1中的低频振子左下角为工作在1.4-2.7 ghz的高频振子mba，右下角为工作在3.3-3.8 ghz的5g振子hba，则对于该低频振子lba的辐射面1，位于该高频振子mba斜上方的第一高阶滤波电路11可被设定为可滤除1.4-2.7 ghz来波的带阻滤波电路，而位于该5g振子斜上方的第二高阶滤波电路12可被设定为可滤除3.3-3.8 ghz的带阻滤波电路。
30.第一匹配电路13由两部分组成——由不同长宽的带状线组合而成的第一特殊匹配电路131，由不同长宽的弯折细线组合而成的第二辅助滤波电路132。
31.第二匹配电路14由两部分组成——由不同长宽的带状线组合而成的第二特殊匹配电路141，由不同长宽的弯折细线组合而成的第一辅助滤波电路142。
32.同一个偶极子内的第一匹配电路13和第二匹配电路14，该电路须达到以下三个效果：一、通过第二辅助滤波电路132和第一辅助滤波电路142将偶极子两极间的电长度配平，并使辐射面上的偶极子变为阻抗变化较平滑的小型化全波偶极子。因为偶极子两极上的第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12具有不同的长度和宽度，导致两者上的电流既不等幅也不同相，因此需要第二辅助滤波电路132和第一辅助滤波电路142在不影响天线滤波性能的基础上将电路配成等电长度的电路，使偶极子电路两极等相。由于全波偶极子的增益比半波偶极子高，但是所需的电长度是半波偶极子的两倍，因此使用第二辅助滤波电路132和第一辅助滤波电路142可以在不增加辐射面1整体尺寸不增加的情况下增大天线偶极子电路的电长度。
33.二、通过第一特殊匹配电路131和第二特殊匹配电路141将偶极子两极间的阻抗配平并且将阻抗尽可能匹配至“可在较宽频带内匹配”的状态。由于辐射面1上的第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12在跨带滤波频带上具有不同的电感电容值，则其在自身工作频段上也应具有不同的电感电容值，则对于辐射面与巴伦2及匹配电路3的连接端口而言，若想使端口处的阻抗曲线在工作频带内保持一致，则需要在辐射面上配置不同的匹配电路，将其电阻电抗曲线在工作频段内趋于一致。由于天线使用了第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12，使得其电阻值较大，电抗曲线距离0 jω较远，因此需要在使用第一匹配电路13和第二匹配电路14的基础上，再通过第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路进一步将辐射面的阻抗曲线变得更平滑。须注意的是，当第一特殊匹配电路131作为匹配电路工作时，其针对的是第一高阶滤波电路11；当第二特殊匹配电路141作为匹配电路工作时，其针对的是第二高阶滤波电路12。
34.三、通过第一匹配电路13和第二匹配电路14辅助第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12，使其电路功能相互不干扰。一方面由于第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12工作在两个不同频段上，因此会对对方产生干扰，使其无法很好的在各自频带上滤波，甚至产生二次谐波，在对方阻带上产生通带。因此，将第一匹配电路13和第二匹配电路14放置辐射面中部，第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12放置在辐射面外侧，可以消除第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12之间的部分干扰；另一方面对于天线下方的其他振子而言，电场在辐射面1上产生的散射波或二次辐射，并非都是从位于其上方的辐射面1那一部分所产生的，对于部分频带、部分相位的电场，会在辐射面1上产生感应电流，
经过天线完整的匹配电路3流到偶极子相对向的单极子电路上，因此，第二辅助滤波电路132和第一辅助滤波电路142也需具备滤波能力，须起到辅助第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12进行滤波的作用。须注意的是，当第二辅助滤波电路132作为滤波结构工作时，其辅助的是相对向单极子上的第二高阶滤波电路12；当第一辅助滤波电路142作为滤波结构工作时，其辅助的是相对向单极子上的第一高阶滤波电路11。
35.负责45
°
极化电场的巴伦及匹配电路2、负责-45
°
极化电场的巴伦及匹配电路3、连接引线板4、以及振子支撑件5，均使用现有技术。
36.对于本技术发明所给实例，其辐射面1所使用的材料均为较便宜的介电常数为4.4~5.2的fr4系列天线介质基板，其厚度均为0.2mm。若使用如rogers 5880等精度更高、损耗更小的介质基板，则该技术所带来的效果会更加优异。天线介质基板可根据效果及成本合理选择，介电常数越低的天线介质基板效果越好。
37.本技术所需的实现方式共含有6个焊接点，其中四个焊接点使巴轮支撑与四个单极子的馈电电路连接，另外两个焊接点使巴仑2与连接引线板4焊接，连接引线板4的底部可通过放置塑料底座或金属底座并用螺丝固定在基站功分板上，实现天线可插拔。
38.本发明所述的反射技术，是针对具有较高频阵元和较低频阵元，以及5g阵列的三频宽带基站天线阵列而制定的电路结构，本技术方案不仅仅提供了一种技术，更是提供了一种思想——当基站天线阵列中存在多个用于不同频段不同用途的天线时，可使用上述技术在辐射面上按照一定的分布方式设计出带有用于多个频带的滤波电路的高增益偶极子天线，并且用于各频带的天线在各自频带工作时，不会因该振子位于其斜上方而对工作于其他频带的天线造成任何干扰。
39.本技术发明所给实例，整体成本较低，拆卸方便，在未来多天线基站阵列中具有十分强的竞争力。
40.实施例1如图1所示，该实例展示了将本技术发明用于工作在0.69~0.96ghz，1.4~2.7ghz，3.3~3.8ghz的三频带双极化小型化基站天线阵列的实现方式。对于图1所示的fdd+tdd阵列的部分阵列单元，低频振子lba的辐射面上使用了两个非对称偶极子，使得其左侧的高频振子mba所辐射出的波束，和右侧5g阵元hba所辐射出的电波，均不会因低频振子面而产生任何散射。
41.原有的低频振子lba的偶极子均光靠一组高阶滤波电路，无法阻止图例中的5g阵元hba和高频振子mba在低频振子lba的整个辐射面上产生较明显的感应电流。例如，当图1中所述的一个高频振子mba位于图3所示天线辐射面1的左上角的正下方时，它的电波会率先照射在图3所示振子辐射面的左上角，在产生感应电流后，经过辐射面左上角的第一高阶滤波电路11被滤除掉了大部分电流；然而，一方面高频振子mba不可能只照射在振子辐射面的那一处，随着时间的推移该高频振子mba的电波会陆续照射在其他地方，只是电场量会较小，且相位越来越与辐射方向呈90
°
，其产生的干扰越来越小，另一方面先前到达低频振子lba辐射面左上角的电流随着时间的变化，剩余的电能会流向图3辐射面的其他地方，造成二次辐射；综上，若只在振子辐射面正上方部署高阶滤波电路，并不能很好的抑制高频振子mba照射到低频振子lba上的电场。当低频振子lba下方只放置mba天线的时候，只需在拥有双极化电场的lba上四个极子电路上分布第一高阶滤波电路11和常规的匹配电路即可，这样便能良好抑制来自高频振子mba的电波，使波束从lba上透射过去，方向图无任何畸变；而
当低频振子lba下方放置了高频振子mba和5g阵元hba两种工作在不同频段的天线时，单纯的一种高阶滤波电路和常规匹配电路的组合便不能同时让两种天线的电波透射过去，因此，需要一种更复杂的技术，在保障自身工作正常的情况下，对多频多种天线进行滤波。
42.若能在低频振子lba的辐射面电路上设计出一种可以滤除1.4~3.8 ghz的高阶带阻滤波电路，且低频振子lba在0.69~0.96 ghz可正常高效地工作，则只需要对现有的带有高阶滤波电路的全波偶极子进行改进即可。然而事实证明，该电路无法在低成本，较低剖面的情况下，在振子辐射面上实现，主要原因有二：第一点原因是，随着阶数的增长，滤波电路的阻带并未随之增宽，反而在其他频带出现了很多寄生频带，一些子滤波电路相互干扰，在阻带两侧的频带上产生了无法消除的二次谐波，只能通过去掉该电路方能消除，继续增设消除该电路二次谐波的电路，只会带来更多的干扰，导致天线无法在自身频带良好工作，对于实施例1而言，当进一步增加其辐射面上滤波电路的阶数时，使天线在0.69~0.96 ghz 产生了大于2000ω的高阻抗，同时1.4~2.7 ghz中有多个不连续的窄频带产生了通带，且无法通过优化滤波电路来消除；第二点原因是，随着阶数的增长，天线的电长度越来越大，其电抗在自身工作频段内的变化越来越剧烈，导致无法进行阻抗匹配。
43.因此，需要研发出一种更高阶的体系，来同时滤除不同频段的电波，同时又能在第三个频段良好工作。若将滤除一个宽频带电波的高阶滤波电路当成一个单一的滤波体系，则可以将同时滤除两个宽频带电波且不互相干扰的高阶滤波电路当成一个二阶滤波体系。本设计须在做到以下三点：第一、同时滤除两个宽频带电波；第二、该滤波体系不会导致两个阻带内产生通带，也不会在其他频带产生新的阻带；第三搭载该二阶滤波体系的电路须在第三个频段内良好工作，且该频段距离上述滤波频带不远，即要求该滤波电路的矩形系数要好。
44.首先，将滤波体系分为三个部分，一是放置于各频带偶极子天线上方的高阶滤波电路，例如图3中的第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12，由于图1中高频振子mba位于低频振子lba左侧，5g振元hba位于低频振子lba右侧，因此将针对mba的第一高阶滤波电路11放置在lba辐射面的左上方和左下方，将针对hba的第二高阶滤波电路12放置在lba辐射面的右上方和右下方；二是放置于第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12后一级的匹配电路，用来增加低频振子lba上阻带过渡到自身工作频段的矩形系数；三是放置于辐射面靠中间位置的针对高阶滤波电路的辅助电路，每个方向上的高阶滤波电路都配有一个匹配电路，例如图3中的第一匹配电路13和第二匹配电路14，左上方和左下方的第一高阶滤波电路11的后一级为第一匹配电路13，右上方和右下方的第一高阶滤波电路11的后一级为第二匹配电路14。
45.其次，当放置了上述电路之后，图3中的第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12就不再独立优化，而要配合第一匹配电路13和第二匹配电路14同步优化。但在优化时须分清主次，须先将第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12的性能做到极致，然后再通过第一匹配电路13和第二匹配电路14辅助第一高阶滤波电路11和第二高阶滤波电路12将各自阻带中的通带滤除，并将阻带外的二次谐波消除，同时保障天线在自身工作频带内始终为通带。因此，图3的设计方式，将第一匹配电路13和第二匹配电路14具体分为第一特殊匹配电路131、第二辅助滤波电路132、第二特殊匹配电路141、第一辅助滤波电路142四个部分。
46.至此，便完成了该滤波体系的设计，通过在狭小的空间内布置多重高阶滤波电路及匹配电路，将实施例1在0.69~0.96 ghz实现高增益工作的基础上，对工作在1.4~2.7 ghz的mba和3.3~3.8 ghz的hba实施滤波。本技术发明和现有技术中所提出的针对单个宽频带的拥有高阶滤波电路的全波偶极子天线技术，有着本质的区别。
47.图4展现了图2天线在进行单独仿真时，其vswr在0.69~0.96 ghz的变化，可以看到，它的驻波被匹配至1.4以下，达到工业界指标。将其放在图1阵列中，并做出实物进行测试，其方向图如图5、图6所示。由图5可知，该非对称偶极子天线lba在hba和mba的较轻干扰下，其方向图依旧保持正常，指向角指向阵列正上方，半功率波束宽度保持在67.5+/-2.5
°
，增益保持在8.7+/-2 dbi。由图6所示，当非对称偶极子天线lba、mba、hba按照图1所示拓扑阵元时，其mba和hba的波束均无畸变，其方向图的半功率波束宽度和增益均保持正常，由此证明本技术发明所提出的非对称偶极子天线是可以工作在如fdd+tdd基站天线阵列等多频段双极化天线阵列中的。
48.本技术发明是使用在包含了3g/4g/5g等多代天线于一体的多频段双极化的复用基站天线阵列中的，为验证本技术方案的可靠性，优选本实例1与4列hpa阵元和4列mpa在类似图1的拓扑结构中，组成大型mimo阵列天线并将其作为实施例2进行仿真与实测。实施例2的拓扑结构简图如图7所示，经过调试与测验，最终证明：当将所有阵元均连接上端口进行测试时，其阵列在三个频段内均能良好的工作，驻波在1.4以下，半功率波束宽度保持在65+/-5
°
范围内，波束指向角未倾斜，且无畸变。
49.以上所述，仅为本技术的具体实施方式，但本技术的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本技术揭露的技术范围内，可轻易想到的任何变化或替换，都应涵盖在本技术的保护范围之内。因此，本技术的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。