2mm和尸0. 6mm。
[0019] 图9为变极化多功能微带阵天线的拓扑结构，天线的物理结构参数为a=30mm， Z7=30mm，Z=38mm，ZMSOmm和t/i=15mm。
[0020] 图10为变极化多功能微带阵天线的口径相位分布。
[0021] 图11为微带阵口径上所有单元的（a)透射幅度分布W及（b)透射和反射幅度均 值。
[0022] 图12为变极化多功能微带阵天线在9GHz处的福射方向图。其中，（a)xoz面；（b) yoz面。
[0023] 图13为变极化多功能微带阵天线的（a)回波损耗化及（b) 0=0。和0=180。处 的福射增益。
[0024] 图14为变极化多功能微带阵天线与Vivaldi天线在8、9和IOGHz处E面和H面 内的电场分量分布(实部)。
[002引图15为变极化多功能微带阵天线在8、9、9. 3和IOGHz处E面和H面内的总电场 分布(实部）和福射方向图。
【具体实施方式】
[0026]W下结合附图和实施例对本发明作进一步描述。
[0027] -、梯度超表面GMS单元及其电磁特性 本发明中，GMS单元由=层金属结构和两层介质板构成，每层金属结构通过在方形贴片 上刻蚀不同旋转角度的互补双开口环谐振器得到，其中，上、中、下层结构参数完全相同，只 是CDSRR依次顺时针旋转45°，如图1所示。在实施例中，上/下层介质板均采用聚四氣乙 締玻璃布板，介电常数为f尸4. 5,介质板的厚度均为A=L5mm，电正切损耗tanO=0. 001，铜 锥的厚度为0. 036mm。工作时，横电磁波（TEM波）沿Z轴垂直入射，电场沿X轴极化且与开 口方向同向，运里定义+Z轴入射为前向入射，-Z轴入射为后向入射，分别用上标巧日A表 /J、-O
[0028] 由于GMS单元各层结构中的CDSRR通过依次旋转45°得到，单元的镜像对称性被 打破，因此单元具有强手征特性和双各向异性，在谐振时存在强电磁交叉禪合，手征媒质中 的本构关系可W表示为：
其中，X为手征参数，用于表征同极化与交叉极化的禪合强度，f。和为真空中的 介电常数和磁导率，C为光速，f和为手征媒质的相对介电常数和相对磁导率，化巧3电 位移和磁感应强度大，i?、使％电场强度和磁场强度。在笛卡尔直角坐标系中，通过GMS后透 射电磁波的两个正交线极化分量誦f和与入射电磁波两个正交线极化分量胃^和胃 存在如下关系：
其中，下标x和y表示透射波和入射波的极化形式，而四个传输系数4、，4y，iyy，^"构 成的矩阵称为琼斯矩阵，表示同极化与同极化，同极化与交叉极化间的转换系数。对于互易 手征系统有:
同理可得反射情形下反射 电磁波的两个正交线极化分量_^^和至^与入射电磁波两个正交线极化分量#^日^|存 在如下关系：
由于单元的镜像对称性被打破，入射波向其正交极化分量的部分转换将引起电磁波的 非对称效应，由非对称因子A表征，在线极化基下，A参数为交叉极化波传输系数的绝对 差，可表不为：
显著的非对称效应将导致某种线极化波下的总传输在两个激励方向上的非对称性。运 里定义X轴极化或y轴极化电磁波：
图2给出了本发明GMS单元的典型S参数，单元的结构参数为：A=A=l〇mm，《=4. 8mm， 馬=3. 18mm和沪0.2mm。从图2(a)可W看出，后向激励时GMS单元在8. 4~11. 6細Z范围内 :?均大于0. 8,而、?|，:和均较小，表明后向激励时沿y轴极化的电磁波主要转化为 交叉极化传输波，高透射的相对带宽达到32%，同时还可W看出I之间存在此消彼 长的关系。前向激励时GMS单元在8~12GHz范围内均大于0. 88,而;:、粟^^和均较 小，表明前向激励时沿y轴极化的电磁波主要转化为同极化的反射波，同时了之间 也存在此消彼长的关系但它们在整个观测频率范围内变化均很小。如图3所示，y极化电磁 波前向激励时的S参数与X极化电磁波后向激励时的S参数几乎相同，而y极化电磁波后 向激励时的S参数与X极化电磁波前向激励时的S参数几乎相同，只不过所有S参数的下 标X和y发生了互换。前向和后向激励两种情形下传输系数具有明显的非对称效应，而反射 系数并无非对称传输效应，所有情形下均有
。根据上述分析，为实现透射和反射之间的转换，本发明选取X极化前向激励作为GMS单元 和多功能微带阵设计的基本条件。
[002引如图4所示，进线明显存在立个反射零点，反射零点附近相位均发生180°相 位跳变，对应于=个谐振，而在=个反射零点处出现=个透射峰。从相位曲线可W看出 ^旨与之间的相位差保持在±90°，运是一个非常好的电磁特性，运也是本发明反射 和透射功能可W集成在一块板子上的前提。
[0030] 图5给出了GMS单元的透射曲线，当CDSRR外半径固定且其宽度《-乐2从0. 3mm 不断增加（CDSRR的内半径乐2不断减小）时。可W看出当乐2不断增加时单元的工作频率 不断向高频发生偏移，而且透射谷的幅值在不断减小，带宽在不断增加。带宽增加是由于 窄槽具有很高的品质因数，可根据B油inet原理通过细金属条的高品质因数进行类比。 0. 3mm<rQ. 62mm时，8. 25GHz处交叉极化透射曲线的幅度均大于0. 7,相位覆盖范围达 300.6°。运种扫描方案存在两个缺点：一是在满足透射幅度情况下不太容易实现360°相 位覆盖；二是单元带宽随r增大不断减小，单元带宽不稳定使得整个GMS的带宽受限。
[0031] 为综合考虑透射幅度、带宽和相位覆盖范围，运里进一步给出了一种新扫描方案， 即固定CDSRR的宽度（同时调谐《、馬）。由于该情形下r不变，各单元的带宽变化较小。为对 比分析并形成最佳幅度，我们给出了两种情形，第一种情形为》^0. 6mm，观测频段为9GHz， 第二种情形为2mm，观测频段为10. 26GHz。如图6所示，当《在3. 6~4. 8mm范围内变 化时，前者的相位覆盖范围为359. 5°而后者的相位覆盖范围为329.3°，前者的相位变化 较后者更加睹峭。从幅度曲线可W看出《ys随乐1的变化呈现两个透射峰且透射峰之间存在 一个透射谷，前者的谷值要小于后者的谷值，同时前者的透射均满足>〇.、56而后者 满足>0.4。因此，为实现高效传输和大相位覆盖范围，本发明选择 6mm〇
[0032] 如图7 (a)所示，随着缺口端]不断增大GMS单元的工作频率稍向高频发生偏移， 相位积累在细微的减小，同时第一个透射峰的效率在不断提高而第二透射峰的效率在逐渐 降低。由于后者效率的影响，透射谷的效率也在不断恶化，而反射曲线与透射曲线变化相 反。综上，诚I小透射通带内波纹起伏越小，通带内效率越高。因此，为实现交叉极化的高 效传输，本发明选择沪0. 2mm。如图7 (b)所示，可W看出当CDSRR的尺寸《很小且接近 于為=3. 6mm时，9GHz处GMS单元的相位随单元周期的增大略有减小，而当為很大且接近于 為=4. 8mm时，相位随单元周期的增大明显增大，因此单元周期越小相位变化越剧烈，相位曲 线越睹峭，能实现的相位覆盖范围越大。因此，为实现交叉极化的大相位覆盖，本发明选择 A二巧二10臟。
[003引如图8 (a)所示，随着观察频率的不断增大，GMS单元的透射曲线逐渐向《小的方 向移动，因此8GHz处只能观察到左边的透射峰，9GHz处能完全观察到两个透射峰而IOGHz 处只能观察到右边的透射峰。如图8 (b)所示，8~IOGHz范围内GMS单元随乐 1变化的相位 曲线基本一致，相位差在一定误差允许范围内均可认为是线性变化，具有较宽的工作带宽。 而低于8GHz和高于IOGHz时，GMS单元的相位趋于一致，为渐近行为，GMS没有相位纠正能 力。
[0034] 二、微带阵天线设计与功能 本发明利用GMS单元的良好电磁特性，来设计变极化多功能透射阵天线。如图9所示， 本发明设计的微带阵天线由馈源和微带阵两部分组成，馈源放置于微带阵的焦点巧止，用 于对微带阵上所有单元的激励。
[0035] 本发明实现变极化多功能微带阵天线的机理如下：GMS能在不同频率实现交叉极 化透射和同极化反射，同时交叉极化透射相位和同极化反射相位相差±90°，因此只需要 实现透射相位在很宽的带宽范围内满足抛物线相位分布即可实现微带阵在反射、双向福射 W及透射的切换，同时极化状态可W实现同极