专利名称：电压型脉宽调制变流器的控制系统和方法
技术领域：
本发明涉及电压型脉宽调制(PWM)变流器的控制系统和方法。
虽然PWM变流器的控制方法有多种，但其目的都是为了实现高功率因数和能量的双向流动。目前主要有电流滞环控制(HCC)、固定开关频率的预测电流控制(PCFF)、幅相调节控制(PAC)等方法。前两种方法都采用直接电流控制方式，能有效地跟踪负载电流的变化，动态性能好。但电流滞环控制方法的开关频率会随着负载电流的变化而变化，给开关器件带来附加的电应力。预测电流控制方法比较复杂，受参数变化的影响较大。幅相调节控制方法采用间接电流控制方式，它较为简便。已经有人提出采用鞍形波脉宽调制(SAPWM，Saddle PWM)来优化幅相控制(参见陈国呈等人“在最优化PWM模式控制下变频器大输出特性”，中国交流电机调速传动学术会议论文集，北戴河，1989年，第204-207页)。但总的来说，幅相调节控制方法的快速性不高。
由此看来，需要一种这样一种PWM变流器，它兼有控制简便和动态性能良好的优点。本发明的采用具有电流前馈的相量调节方法的电压型脉宽调制变流器能符合这一要求。
一种用于控制电压型鞍形波脉宽调制变流器的控制系统的方法，其中包括下述步骤由鉴相装置求出要检测的线电压和相电流之间的功率因数角φ；由转换计算装置根据所述功率因数角φ求出电源相电压和调制后生成的相电压之间的夹角α的偏移量Δα；由转换计算装置根据检测直流电压求出调制深度M的偏移量ΔM；由相角控制比例积分调节器根据所述偏移量Δα得出所述相量之间的夹角α；由电压控制比例积分调节器根据所述偏移量ΔM得出所述调制深度M；由SAPWM调制器根据所述夹角α和调制深度M驱动电压型鞍形波脉宽调制变流器的主电路。
图2示出主电路R相的简化等效电路。图中，相量ER是电源R相的相电压；相量UR’是变流器脉宽调制后生成的R’相的相电压的基波成分；RN是分布电阻，因其值很小，可略去；电感LR上的电压为UX。根据上述文献，可以推出R’相电压的基波成分有效值UR’为UR′=MEd6----(1)]]>式中，Ed是变流器直流侧母线电压，M是调制深度。另外，设Rd是变流器的负载电阻，φ是R相的功率因数角，Po为输出有功功率，由能量关系Po=Ed2Rd=3ERIRcosφ]]>可以得出R相电流IR的有效值为IR=Ed23RdEdcosφ----(2)]]>图3a示出顺变状态下的相量调节图，图中α是相量ER和UR’的夹角，为滞后角。这时交流电源向负载输出能量。在由相量ER、UR’和UX构成的ΔOAB中，有ER＝UR’+UX。在直角ΔOAB的情形下，φ＝0，此时可由式(1)和(2)得出cosα=ERUR′=6ERMEd----(3)]]>又因UX＝ωLIR，有sinα=UXUR′=6ωLEd3MRdER----(4)]]>从而得出Rdsin2α=4ωLM2----(5)]]>由此看出，当L、M一定时，式(3)的左端的乘积是常数。该式说明，变流器的负载能力与串联电感量及调制深度有关。当α＜π/4时，随着Rd减小(即，负载加重)，控制角α单调增大。当α＝π/4时，Rd达到最小值4ωL/M。
可以利用图3a来分析Rd发生突变的情形。当Rd突然减小时，系统从开始时的工作点B经多次调整(例如，沿BCEF曲线)逼近实现单位功率因数的新平衡点D点。当Rd突然增大时，系统从开始时的工作点P经多次调整(例如，沿PN弧线)逼近新的平衡点D。总之，当负载发生突变时，系统的工作点必须沿着直角三角形的垂直边上下移动，才能满足单位功率因数、恒定直流电压和系统能量平衡的要求。
图3b示出逆变状态下的相量调节图，此时外部直流电源的能量回馈到电网。在由相量ER、UR’和UX构成的ΔOAB中，同样有ER＝UR’+UX。这里α是超前角。为分析方便，将
图1中的外部直流电源等效为电流源Is，于是Id＝-(Is-Io)。在直角ΔOAB中功率因数cosφ＝-1，负号表示电功率回馈到电网。由逆变状态下的能量关系Po＝EdId＝3ERIRcosφ以及式(1)可以得出sinα=UXUR′=6ωLId3MER----(6)]]>再考虑到式(3)，可得sin2α=-4ωL(Is-Io)M2RdIo----(7)]]>由上式可见，当外部直流电流Is＞Io变化时，α从0至-π/4负方向单调增大。
可以利用图3b来分析外部直流电压发生突变的情形。当外部直流电压突然升高(即电流Is增大)时，系统从开始时的工作点H经多次调整(例如，沿HJKQ曲线)逼近实现单位功率因数的新平衡点W。当外部直流电压突然降低时，系统从开始时的工作点S经多次调整(例如，沿ST弧线)逼近新的平衡点W。总之，当外部直流电压发生突变时，系统的工作点必须沿着直角三角形的垂直边上下移动，才能满足单位功率因数、恒定直流电压和系统能量平衡的要求。
为了提高系统的动态性能，要求在图3a和3b中沿垂直线附近变化的过渡曲线最短。为此，可以采用电流前馈控制。在图1中，在保持单位功率因数和恒定直流电压的条件下，当负载陡变时，通过分析系统的相继的两个可控状态下的输出直流的变化，并且考虑变流器交流侧和直流侧的能量平衡关系，可以推导出下一个平衡状态的角度α的附加控制量Δα’的表示式。从导出的表示式可以看出，Δα’与直流电流的变化率成比例Δα′∝dEddt----(8)]]>类似Δα’的推导，可以得出调制深度M的附加控制量ΔM’。ΔM’与下面的因子成比例ΔM′∝Δα′sin(α+Δα′)----(9)]]>由式(8)和(9)可以看出，通过检测直流电压的变化量，可转化为下一个平衡状态的附加控制量。于是，系统的控制方程为
α(n+1)＝α(n)+(kΔα+∫Δαdt)+Δα′(10)M(n+1)＝M(n)+(kΔM+∫ΔMdt)+ΔM′ (11)2.三相电压型鞍形波脉寛调制变流器的控制系统图4示出采用电流前馈的相量调节方式的三相电压型鞍形波脉寛调制(SAPWM)变流器框图。其控制系统包括数字信号处理器、驱动电路和键盘与显示装置。数字信号处理器包括由乘法器构成的鉴相装置、转换计算装置、相角控制比例积分调节器、电压控制比例积分调节器和SAPWM调制器。数字信号处理器采用单片机芯片(例如，TI公司的TMS220F2407)。交流侧的线电压和相电流送入鉴相装置，由它求出线电压eST和相电流iR之间的功率因数角φ。转换计算装置一方面根据该功率因数角φ求出电源相电压和调制后生成的相电压之间的夹角α的偏移量Δα。转换计算装置另一方面根据检测直流电压求出调制深度M的偏移量ΔM。相角控制比例积分调节器根据所述偏移量Δα得出所述相量之间的夹角α。电压控制比例积分调节器根据所述偏移量ΔM得出所述调制深度M。SAPWM调制器根据所述夹角α和调制深度M通过驱动装置驱动电压型鞍形波脉宽调制变流器的主电路。根据直流电压的变化，一方面保持直流母线电压的恒定，另一方面调整变流器工作于顺变或逆变状态。3.实验结果举例图5a示出恒定直流负载下从顺变到逆变的实验波形，而图5b示出恒定直流负载下从逆变到顺变的实验波形。实验参数为线电压eST＝90V，电感L＝14，直流侧电容C＝2200μF，负载R＝60Ω，顺变时输出直流电压Ed＝150V，逆变时直流电源电压Ed＝165V。图5a的初始几个周期是系统工作于顺变状态下相电压与相电流的波形，后面是进入逆变时的波形。因提供逆变的外部直流电源的容量有限，逆变时电流较小。图5b的情形与之相反。状态切换过程约需100ms。在顺变状态下，输出直流电压的可调节范围为130V至180V。经分析，相电流的基波因数为99.8％，位移功率因数为1，总输入功率因数为0.99。在逆变状态下，系统向电网回馈能量，位移功率因数为-1。
加入电流前馈后，在阶跃负载下的实验波形如图6a和图6b所示。图中，相电压波形的幅度较相电流的波形的幅度大。实验参数为线电压eST＝220V，直流侧电容C＝1100μF，输出直流电压Ed＝385V，负载Rd＝100Ω和Rd＝60Ω。在图6a中，负载电阻Rd突然减小，相电流滞后于相电压。图6b的情形与之相反。在未加入电流前馈的情形下，系统达到相电流与相电压同步的响应时间为200ms以上，而加入电流前馈后，则减小到60ms。
实验达到了单位功率因数和能量双向流动的要求，且输出直流电压恒定可调。相电流的谐波含量为6.1％，波形几乎接近于正弦波。由于加入了电流前馈控制，有效地提高了幅相控制方式的动态性能。
值得注意的是，必须在系统中加入锁相环控制，这样能够及时跟踪电源电压的变化，保障系统的正常工作。
在相位调节控制方式中，调制深度M和控制角α是两个相互耦合的控制量。α对控制的权重较大，不调节α，系统将无法工作。不调节M，则引起直流电压Ed的波动，从而影响到对于功率因数角φ的控制。
虽然针对三相脉宽调制变流器实施了本方法，但对于单相脉宽调制变流器也可采用类似的方法。
虽然在本发明的脉宽调制变流器中使用了鞍形调制波，但也可以使用正弦调制波。
权利要求
1.一种用于电压型脉宽调制变流器的控制系统，其特征在于，所述控制系统包括数字信号处理器，所述数字信号处理器包括鉴相装置，由乘法器构成，用于求出功率因数角φ，所述鉴相装置有两个输入端，分别输入检测线电压和相电流，所述功率因数角φ经所述鉴相装置的输出端输出；转换计算装置，用于根据所述功率因数角φ求出电源相电压和调制后生成的相电压之间的夹角α的偏移量Δα，以及根据检测直流电压求出调制深度M的偏移量ΔM，所述转换计算装置有两个输入端，分别连接所述鉴相装置的输出端和所述变流器的直流电压端，所述转换计算装置有两个输出端，分别输出所述偏移量Δα和所述偏移量ΔM；相角控制比例积分调节器，用于得出所述相量之间的夹角α，所述转换计算装置的输出Δα送至其输入端，所述夹角α由其输出端送出；电压控制比例积分调节器，用于得出所述调制深度M，所述转换计算装置的输出ΔM送至其输入端，所述夹角α由其输出端送出；以及脉宽调制调制器，用于根据得出的所述夹角α和调制深度M驱动所述电压型脉宽调制变流器的主电路。
2.如权利要求1所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统还包括驱动电路，所述驱动电路与所述数字信号处理器以及所述变流器的主电路相连，用于驱动所述变流器的主电路。
3.如权利要求1所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统还包括键盘与显示装置，所述键盘与显示装置与所述数字信号处理器相连。
4.一种用于控制电压型脉宽调制变流器的控制系统的方法，其特征在于，所述方法包括下述步骤由鉴相装置求出线电压和相电流之间的功率因数角φ；由转换计算装置根据所述功率因数角φ求出电源相电压和调制后生成的相电压之间的夹角α的偏移量Δα；由转换计算装置根据检测直流电压求出调制深度M的偏移量ΔM；由相角控制比例积分调节器根据所述偏移量Δα得出所述相量之间的夹角α；由电压控制比例积分调节器根据所述偏移量ΔM得出所述调制深度M；有检测出直流电压的变化量转化为系统下一个平衡状态的附加控制量Δα’和ΔM’；由脉宽调制器根据所述夹角α和调制深度M驱动电压型脉宽调制变流器的主电路。
全文摘要
一种电压型脉宽调制变流器的控制系统和方法，该控制系统的转换计算装置根据鉴相装置求出的功率因数角φ求出控制角α的偏移量Δα以及根据直流电压求出调制深度M的偏移量ΔM。采用电流前馈的相量调节方法以提高系统的动态性能，系统的脉宽调制器根据相角控制比例积分调节器和电压控制比例积分调节器得出的α值和M值来驱动变流器的主电路。
文档编号H02M7/66GK1477779SQ03116730
公开日2004年2月25日 申请日期2003年5月1日 优先权日2003年5月1日
发明者孙承波, 屈克庆, 陈国呈 申请人:上海大学