专利名称：瞬态过电压控制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及瞬态过电压控制器。本发明可以应用于便携式电子装置的电池充电和/或电池系统，例如笔记本电脑、个人数字助理、手机和/或拥有充电电池的任何类型的电子装置。
背景技术：
充电电池，特别是锂离子电池，需要在深度放电状态后进行预充电(恢复充电)，以防止电池的过度耗尽。当一个充电电池被深度放电，且它的单电池电压小于欠压阈值电压Vuv，不能直接采用大的充电电流对其充电。相反，我们需要一个预充电模式。在预充电模式下，采用一个小的充电电流，直至电池电压充电至高于电压Vuv，然后可以在正常模式下充电，即采用较大电流充电。所以，预充电模式也叫做涓流充电或唤醒充电。对于锂离子电池，一个单电池的阈值电压Vuv根据电池类型和生产厂商的不同，大约为2.4V～3.0V。预充电电流大约为10mA～100mA。然而，根据电池电量的不同，正常充电电流可以为几百毫安培至安培。
图1A为一个锂离子充电电池的充电曲线图50。当电池电压高于Vuv时，电池进入恒流(CC)充电模式，且采用一个大的恒电流对电池充电(电池电压也随着电池电量的增加而增加)。当电池电压超过Vov(Vov代表过电压阈值，对于锂离子电池，通常为4.2V左右)，电池进入恒压(CV)充电模式。在该模式下，充电器将电压保持在Vov。当充电电流减小到一个预设的最小值时，例如50mA，充电过程停止。在恒压充电模式下，充电器必须精确地调节电压至Vov(误差在+/-.005V内)，否则，随着电池电量增大，充电电流将不会减小。例如，如果充电输出大于Vov，则会出现电池过度充电的现象，锂离子电池会出现安全问题。
图1B为一个实现预充电的传统电路10。一个预充电MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)12与一个电阻14串联，它们用于预充电。在预充电的同时，充电FET(场效应管)16断开，预充电FET12导通。所以，预充电电流大致由充电器输入电压VPACK+和总单电池电压Vcell之差，VPACK+-Vcell，除以串联电阻14Rpre决定。当交流适配器存在时，VPACK+比电池组电压Vcell高，根据每个单电池的初始电压开始充电或预充电。如果任何一个单电池的电压低于阈值电压Vuv，则电池组将进入预充电模式。否则，进入正常充电模式。
本领域的技术人员将知道，图1B中的电路10包括一个电池监测器集成电路20，该电池监测器集成电路20包括监测电池组22的每个单电池(Cell1，Cell2...Cell4)的电压、电流状态的电路。该电路可以包括一个开关网络2 4对每个单电池的电压进行采样。为了控制预充电MOSFET12的工作，传统电路10包括一个比较器26，该比较器26通过开关30，将一个恒值参考电压28(Vuv)与每个单电池的电压作比较。
然而，该图1B中的拓扑结构有一个缺陷，它需要一个额外的功率MOSFET(即MOSFET12)和电阻14，它们既昂贵又会增加印刷电路板的面积。另外，根据这个拓扑结构，电池组电压越低，预充电电流越大。而且，预充电电流会随着单电池电压的增加而减小，这意味着需要更长的时间来完成预充电。
另外，电阻14的值通常是固定的，最大和最小预充电电流通常也是固定的，因此它们不能进行调整以满足不同电池组的需求。
发明内容
本发明提供了一个瞬态过电压控制器。该瞬态过电压控制器可以包括一个比较器，用来将第一信号与代表一个参考电压值的第二信号进行比较，若第一信号大于或等于第二信号，则比较器向一个开关提供一个代表瞬态过电压状况的输出信号。该开关响应该输出信号，以保护充电电池不受瞬态过电压状况的影响。瞬态过电压控制器还可以包括一个DAC(数模转换器)，其中第二信号至少部分地根据DAC的输出得到。
本发明所述的瞬态过电压控制器，所述数模转换器包括一个高分辨率数模转换器，所述高分辨率数模转换器提供所述第二信号，且其中所述第一信号代表一个充电电池的电压值。
本发明所述的瞬态过电压控制器，所述第二信号代表一个参考电压信号与一个由所述数模转换器提供的偏置信号之和。
本发明所述的瞬态过电压控制器，还包括加法电路，所述加法电路能够接收所述参考电压信号和所述偏置电压信号，并能够提供代表所述参考电压信号与所述偏置信号之和的所述第二信号，且其中所述第一信号代表一个充电电池的电压值。
本发明所述的瞬态过电压控制器，所述数模转换器包括一个低分辨率数模转换器。
本发明所述的瞬态过电压控制器，所述第一信号代表一个差值，所述差值为代表所述充电电池的平均电压值的信号与代表所述充电电池的原始电压值的信号之差。
本发明所述的瞬态过电压控制器，还包括一个低通滤波器，所述低通滤波器能够提供代表所述充电电池的平均电压值的所述信号；减法电路，所述减法电路能够根据代表来自所述低通滤波器的充电电池的平均电压值的所述信号，与代表所述充电电池的原始电压值的所述信号之差，提供所述第一信号。
本发明所述的瞬态过电压控制器，所述数模转换器包括一个低分辨率数模转换器。
本发明还提供了一个包括一个充电开关和这样一个瞬态过电压控制器的装置。所述装置包括一个充电开关；一个瞬态过电压控制器包括一个比较器，所述比较器将一个第一信号与一个代表一个参考电压值的第二信号进行比较，若所述第一信号大于或等于所述第二信号，则所述比较器向所述充电开关提供一个代表瞬态过电压状况的输出信号，所述充电开关响应所述输出信号以保护充电电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
本发明所述的装置，所述瞬态过电压控制器还包括一个数模转换器，其中所述第二信号至少部分地根据所述数模转换器的输出得到。
本发明所述的装置，所述瞬态过电压控制器通过将所述充电开关驱动至一个断开状态，以保护所述充电电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
本发明所述的装置，所述瞬态过电压控制器通过增加所述充电开关的内部电阻以限制提供至所述充电电池的电压值，从而保护所述充电电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
本发明所述的装置，还包括一个与所述充电开关串联的放电开关；限流电路，所述限流电路控制所述放电开关的内部电阻，其中所述瞬态过电压控制器能够同时控制所述充电开关，以保护所述充电电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
本发明所述的装置，所述数模转换器包括一个高分辨率数模转换器，所述高分辨率数模转换器提供所述第二信号，且其中所述第一信号代表一个充电电池的电压值。
本发明所述的装置，所述第二信号代表一个参考电压信号与一个由所述数模转换器提供的偏置信号之和。
本发明所述的装置，瞬态过电压控制器还包括加法电路，所述加法电路能够接收所述参考电压信号和所述偏置电压信号，并能够提供代表所述参考电压信号与所述偏置信号之和的所述第二信号，且其中所述第一信号代表一个充电电池的电压值。
本发明所述的装置，所述第一信号代表一个差值，所述差值为代表所述充电电池的平均电压值的信号与代表所述充电电池的原始电压值的信号之差。
本发明所述的装置，所述瞬态过电压控制器还包括一个低通滤波器，所述低通滤波器能够提供代表所述充电电池的平均电压值的所述信号；减法电路，所述减法电路能够根据代表来自所述低通滤波器的充电电池的平均电压值的所述信号，与所述代表所述充电电池的原始电压值的所述信号之差，提供所述第一信号。
本发明还提供了一种方法，该方法包括检测一个瞬态过电压状况，并向一个连接在电池和电源之间的开关提供一个控制信号，以保护电池不受瞬态过电压状况影响。保护电池不受瞬态过电压状况影响包括将开关驱动至断开状态，这样使电池与瞬态过电压状况隔绝。
本发明所述的方法，所述控制信号将所述开关驱动至一个断开状态，以保护所述电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
本发明所述的方法，所述控制信号将所述开关驱动至一个第一导通状态，以限制在所述瞬态过电压状况期间提供至所述电池的电压。
本发明所述的方法，所述检测方法包括将代表所述电池的电压值的第一信号与代表一个参考电压值的第二信号进行比较，当所述第一信号大于或等于所述第二信号时，向所述开关提供所述控制信号。
图1A为一个锂离子电池的典型的充电曲线图；图1B为一个传统的电池预充电电路；图2A为本发明的一个典型的涓流充电拓扑结构；图2B为本发明的一个典型的涓流放电拓扑结构；图3A为本发明的另一个典型的涓流充电拓扑结构；图3B为本发明的另一个典型的涓流放电拓扑结构；图4为本发明的另一个典型的涓流充电和涓流放电拓扑结构；图5为本发明的一个典型可编程电流源；图6为本发明的另一个典型的涓流充电和涓流放电拓扑结构；图7为拥有一个瞬态过电压控制器的图6的涓流充电和涓流放电拓扑结构；图8为图7的瞬态过电压控制器的一个实施例；图9为图7的瞬态过电压控制器的另一个实施例；图10为图7的瞬态过电压控制器的另一个实施例。
具体实施例方式
图2A描述了本发明的一个典型的涓流充电拓扑结构100。在该实施例中，可以采用两个FET(充电FET CHG_FET和放电FETDSG_FET)。在该实施例中，充电FET104和放电FET102可以如图所示“背对背”串联放置，该方法为本领域所知。在涓流充电模式下，放电FET102断开(非导通)。但是，若充电FET(CHG_FET)导通，则电流仍然可以通过放电FET102的体二极管流入电池组。若CHG_FET断开，则没有电流流出或流入电池组。
除了两个MOSFET，拓扑结构100还包括一个参考二极管D1 110、放电驱动器106、充电驱动器108和参考电流源Iref 112。充电驱动器108和放电驱动器106有各自的放大器。在正常充电模式下，开关K1和K2(114和116)被设置在位置2。在该位置上，充电驱动电压CHG被驱动到大致等于一个相对参考电压CHG_REF，该电压值可以令充电FET104完全导通。因此，参考电压CHG_REF是根据充电FET104的导通要求来选择的。
在涓流充电模式下，开关K1和K2被设置在位置1。当加入交流适配器，电压VPACK+会上升。充电FET104被充电驱动器108驱动进入饱和状态，这意味着充电FET104作为一个可变电阻，且涓流电流可以流经开关104。充电驱动器108可以调节充电FET(CHG_FET)104迫使电压Vc接近Vd，Vd的电压由二极管D1 110和参考电流源Iref112来设置。
Vc由开关之间的电压所得。Vc可以作为放大器负极的输入，Vd(由Iref和D1设置)可以作为正极的输入。输出信号CHG为Vd-Vc之差所控制。当Vc大致等于Vd时，可以选择放大器的增益以产生一个大的输出信号来足够令充电FET在饱和区工作。因此，充电驱动器108可以在涓流充电期间将固定的信号(Vd)与Vc比较。
在正偏条件下，二极管D1的直流电流由下式给出Iref＝A1×IS1×(exp(Vd1/Vt)-1)其中，A1为二极管D1的结面积，IS1为二极管D1的单位反向饱和电流，Vd1为二极管D1两端的压降，且Vd1＝Vd-Vcell，Vt为二极管阈值电压。
放电FET102的体二极管的直流电流由下式给出Ipch＝A2×IS2×(exp(Vd2/Vt)-1)其中，A2为体二极管的结面积，IS2为体二极管的单位反向饱和电流，Vd2为放电FET体二极管两端的压降，且Vd2＝Vc-Vcell。
如本领域技术人员所知，IS1和IS2由所选半导体装置的类型决定。
若迫使Vd和Vc大致相等，则涓流预充电电流与参考电流Iref成正比，且由下式决定Ipch＝A2/A1×(IS2/IS1)×Iref尽管本发明没有要求，但是充电和放电FET的体二极管的结面积A2由于低导通电阻和大电流的要求通常较大，而为了节省晶圆芯片面积，二极管D1的结面积A1较小。因此，由于A2＞＞A1，可以用小电流Iref(几十微安)来控制大电流Ipch(几十到几百毫安)。
图2B描述了本发明的一个典型的涓流放电拓扑结构200。除了参考电流源112和二极管110与放电MOSFET102相连之外，该实施例与图2A所示的拓扑结构100相似。在涓流放电期间，充电MOSFET104断开，放电电流流经它的体二极管。拓扑结构200在其它方面的操作可以参考上述图2A。
图3A描述了本发明的另一个典型涓流充电拓扑结构300。在该实施例中，充电FET和放电FET可以“面对面”串联放置，而不是“背对背”放置(如图2A所示)。图3A的实施例还可以包括一个参考二极管D1 310，在该实施例中，充电FET驱动器306受开关K1和K2控制。
在正常充电模式下，开关K1和K2被设置在位置2，所以充电FET的栅极电压被升至CHG_REF，该电压值可以令充电FET302完全导通。在涓流充电模式下，放电FET304断开，K1和K2被设置在位置1。在这种情况下，充电FET驱动器306可以调节充电FET302以迫使电压Vc大致等于Vd。在正偏条件下，二极管D1的直流电流为Iref＝A1×IS1×(exp(Vd1/Vt)-1)
其中，A1为二极管D1的结面积，IS1为二极管D1的单位反向饱和电流，Vd1为二极管D1两端的压降，且Vd1＝VPACK+-Vd，Vt为二极管阈值电压。
放电FET的体二极管的直流电流由下式给出Ipch＝A2×IS2×(exp(Vd2/Vt)-1)其中，A2为体二极管的结面积，IS2为体二极管的单位反向饱和电流，Vd2为放电FET体二极管两端的压降，且Vd2＝VPACK+-Vc。
如本领域技术人员所知，IS1和IS2由所选半导体装置的类型决定。
若Vd和Vc被强制相等，则涓流充电电流为Ipch＝A2/A1×(IS2/IS1)×Iref图3B描述了本发明的一个典型的涓流放电拓扑结构400。除了参考电流源312和二极管310与放电MOSFET302相连之外，该实施例与图3A的拓扑结构300相似。在涓流放电期间，充电MOSFET304断开，放电电流流经其体二极管。拓扑结构400在其它方面的操作可以参考上述图3A。
为了加快涓流充电进程，可以容易地根据单电池电压大小调整涓流充电电流Ipch。单电池电压越高，通过对参考电流Iref的编程可以将涓流充电电流设置得越大。图5的可编程参考电流源可以根据单电池电压大小产生一个参考电流，这为本领域技术人员所熟知。
图4描述了本发明的另一个典型的涓流充电和涓流放电拓扑结构500。在该典型实施例中，充电FET504和放电FET502“背对背”串联放置的方式如图所示，且为本领域技术人员所知。在涓流充电模式下，放电FET502可以断开(非导通)，若充电FET(CHG_FET)导通，则电流仍然可以通过放电FET502的体二极管流入单电池。若CHG_FET断开，则没有电流从单电池流出或流入单电池。
本实施例还可以包括一个参考电阻R1、放电驱动器506、充电驱动器508和参考电流源Iref1 512和Iref2 510。充电驱动器508和放电驱动器506可以包括相应的差分放大器。在一个正常充电模式下，开关K1和K2(518和520)被设置到位置1。在该位置上，充电驱动电压CHG被驱动到大致等于一个相对参考电压CHG_REF的值，该电压值可以令充电FET504完全导通。因此，参考电压CHG_REF是根据充电FET装置504的导通要求来选择。
当需要涓流充电时，开关K1和K2可以与节点2相连。在这种情况下，放大器508的输入为Rsens(+)上的电压和R1上的压降(由Iref1 512产生)。放大器508的增益可以选择地大一点(例如＞80dB)，这样，由Iref1产生的R1两端的压降将大致等于由涓流充电电流Ipch产生的检测电阻Rsens两端的电压。
涓流充电电流由下式给出Ipch＝Iref1×R1/Rsens；其中，Iref1是一个可编程电流参考源。通常Rsens很小(例如大约10到20毫欧)，而R1大约选择在10欧左右。因此，R1与Rsens之比可能很大，这样，由于R1/Rsens的比值大，可以用一个较小的参考电流Iref1产生一个相对大的涓流预充电电流。
图4的实施例中，在涓流充电模式下，放电FET也可以完全导通，这样，消除了在VPACK+与电池组电压之间的二极管正偏压降。与图2A和图3A相比，这是图4的优势所在。在该模式下，开关K4 514和K3 516可以设置到位置1，这样，放电参考电压驱动放电FET完全导通(方式如上所述)。
仍然参考图4，在一个正常放电模式下，开关K3和K4可以分别与节点1相连。在这种方式下，放电FET驱动器可以作为一个缓冲器并驱动放电FET完全导通。当处在涓流放电模式下，开关K3和K4可以与节点2相连。由于驱动器的高增益，由Iref2产生的电阻R2两端的压降大致等于检测电阻Rsens两端的电压。因此，涓流放电电流为Idsg＝Iref2×R2/Rsens其中，Iref2是一个可编程电流参考源。通常Rsens很小，因此R2与Rsens之比可能很大，这样，由于R2/Rsens的比值大，可以用一个较小的参考电流Iref2产生一个相对大的涓流放电电流。因为在放电期间电流反方向流动，所以检测电阻Rsens两端的压降极性相反。因此，可以提供一个极性反向电路522令流经Rsens的电流反向。
在该实施例中，在涓流充电期间，放电FET可以完全导通。这样，消除了在VPACK+与电池组电压之间的二极管正偏压降。同样，在涓流放电期间，充电FET可以完全导通，消除了在电池组电压与VPACK+之间的二极管正偏压降。
在本发明中，一旦MOSFET与二极管固定，仍然可以通过可编程电流源(Iref)112、312、510和/或512调整Ipch。图5描述了本发明的一个典型的可编程电流源的电路拓扑结构。图5的电路通过成比例的镜像电流产生电流Iref，如本领域技术人员所知。当然，可编程参考电流源为本领域技术人员所熟知，除了图5所示电路之外，可编程参考电流源还能通过各种方法实现。
图6描述了本发明的一个典型的涓流充电和涓流放电拓扑结构600。在该实施例中，充电FET604和放电FET602“背对背”串联放置的方式如图所示，且为本领域技术人员所知，或者，可以采用先前所述的“面对面”串联放置的方式。在该典型实施例中，一个数模转换器电路(DAC)616可以产生FET驱动电压，下文将详细描述。
该实施例包括一个控制环，该控制环包括一个模数转换器电路(ADC)614、一个控制器612和一个数模转换器电路(DAC)616。ADC614接收流经检测电阻Rsens618的检测所得电流。接着，ADC产生代表检测所得电流的数字信号，并将那些信号传送给控制器612。操作时，若流经电阻Rsens618的电流比预设阈值小，控制器612会向DAC616发送数据以增加相关FET的驱动电压。若流经电阻Rsens618的电流比预设阈值大，控制器612会向DAC616发送数据以降低FET的驱动电压，直至检测所得电流与预设电流大致相等。该实施例的这些操作上的特点将在下文中更详细地描述。
在正常充电或放电模式下，可以不启动DAC616，并且充电FET604和放电FET602导通。在该实施例中，DAC616能够可控地启动和/或不启动，例如通过使用一个图中所示的DAC_EN信号。充电FET驱动器608可以将充电FET604的栅极驱动至CHG_REF值，该值可以令充电FET604完全导通。放电FET驱动器606可以将放电FET602的栅极驱动至DSG_REF值，该值可以令放电FET602完全导通。通过诸如分别采用CHG_EN和DSG_EN信号的方法，充电FET驱动器608和放电FET驱动器606能够可控地启动或不启动。
在涓流放电模式下，开关K1(620)可以与节点1相连。可以不启动放电驱动器606(例如DSG_EN为低电平)，这样会在放电驱动器606的输出端呈现一个高阻抗。放电FET602的导通状态由DAC616和控制器612控制。这样，放电FET602、检测电阻Rsens618、ADC614、控制器612和DAC616组成控制环。通过控制放电FET602的导通电阻，本实施例能够将涓流放电电流调整至一个期望值，该操作可以在控制器中预编程。如先前的实施例所述，放电FET602的导通电阻可以通过调整其栅极驱动电压来调整。
控制器612可以包括控制DAC616工作的电路。这里所述的任何实施例中提到的“电路”包括例如，单个的固线式电路、可编程电路、状态机电路和/或固件(存储可编程电路执行的指令)，或上述电路的组合。控制器612可以包括一个或更多集成电路。在这里所述的任何实施例中提到的“集成电路”是指一个半导体装置和/或微电子装置，例如一个半导体集成电路芯片。虽然没有在图6中示出，该实施例还可以包括存储器，该存储器可以包括一个或多个以下类型的存储器半导体固件存储器，可编程存储器，非易失性存储器，只读存储器，电可编程存储器，随机存取存储器，闪速存储器，磁盘存储器和/或光盘存储器。另外或又或者存储器可以包括其它和/或今后开发出的计算机可读存储器类型。机器可读固件程序指令可以存储在存储器内。如下所述，控制器612可以获取并执行这些指令，并且这些指令会令控制器612执行这里所述的操作。这些操作可由控制器612和/或该实施例中包括的其它电路执行。
在该实施例中，控制器612能够产生一个或多个数据位，且该数据位代表期望的涓流放电电流值Itd。为了达到那个目的，控制器612能够根据Rsens618检测到的实际电流来执行顺序和/或循环操作以获得一个期望的涓流放电电流。例如，若期望的涓流放电电流被设置为Itd，则控制器612可以采用一个逐次近似寄存器(SAR)法产生合适的数据位。SAR方法包括将DAC MSB(最高有效位)初始设置为高电平，然后检测流经Rsens618的电流。若流经检测电阻618的电流(Isen)大于Itd，则控制器612可以将DAC MSB设置为低电平，否则控制器612令DAC MSB保持为高电平。接着，控制器612将第二个最高有效位(MSB)设置为高电平，然后测量流经Rsens的电流。若Itd小于Isen，则第二个最高有效位(MSB)设置为低电平，否则该位为高电平。这个逐次近似寄存器法可以继续，直至DAC LSB(最小有效位)被设置。因此，可执行指令可以存储在存储器中(未示出)，控制器612获得这些指令并执行操作，例如执行逐次近似寄存器法。若对于一个给定的电池组Itd是固定的，则存储在存储器中的指令也是固定的。任何时候需要涓流放电，控制器612都能够控制DAC616以产生一个期望的涓流放电，这样，电池组能够将Itd传送到外部负载。产生合适的涓流放电电流的控制代码可以存储在存储器中，并且控制器612可以获得控制代码以进行随后的涓流放电操作。若涓流放电电流需要调整，则可以采用这里所述的控制环相应地增大或减小Itd。在涓流放电模式下，充电驱动器608可以启动也可以不启动。差别在于涓流放电电流将对应地流经充电FET或流经其体二极管。
在涓流充电模式下，开关K1与节点2相连。可以不启动充电驱动器608(CHG_EN为低电平)。充电FET604的导通状态可以由DAC616和控制器612控制。在该模式下，充电FET604，检测电阻Rsens618，ADC614，控制器612和DAC616可以组成控制环。通过控制充电FET604的导通电阻，本实施例能够将涓流充电电流调整至一个期望的值。预充电电流通常是一个固定的值。在该模式下，本实施例可以通过采用诸如上述的SAR方法产生Ipch，并把控制代码存储在存储器中。对于涓流充电电流，其值可以在最大限度与最小限度之间变化，这样，控制代码可以令Ipch在最大和最小范围内变动。这样，允许涓流充电电流被相应地调整。在涓流充电模式下，放电驱动器606也可以启动或不启动，差别在于涓流充电电流将对应地流经放电FET或流经其体二极管。
从图1A中，我们知道，在预充电期间和恒压(CV)充电期间，需要控制充电电流。在传统的电路中，需要一个附加的预充电FET来控制预充电电流。在这样一个传统电路中，恒压充电必须完全依赖于充电器精确地将充电电压调节至Vov，然后充电电流会逐步减小。
在本发明中，预充电功能可以在没有附加的预充电FET情况下实现。另外，为了加速预充电进程，预充电电流Ipch能够根据单电池电压容易地进行调整。单电池电压越高，通过对参考电流Iref的编程可以提供的预充电电流越大，如图2A、图3A、图4、或图6中的控制环所示。
本发明的一个优势是，正如本揭示内容中多个实施例所述，可以在恒压期间采用涓流预充电电流控制，其中涓流预充电电路能够根据单电池电压产生一个涓流充电电流。以这种方式，恒压充电电流的逐步减小不需要依赖充电器将电压调节至Vov。因此，本发明的优势是，本揭示内容提供了多个可以避开使用昂贵、精确的电压调节充电器的实施例。事实上，一个简单的交流适配器可以用来对锂离子电池充电。因为在恒压充电期间，即使充电器也不能将电压恒定保持在Vov，但是充电电流可以被限制到一个预编程的涓流电流值，且该值取决于单电池电压。因此，不会发生过度充电情况。该充电电流的限制可以作为第二级过电压保护(通过将电流限制设置至略微大于实际观测到的电流以得到期望的Vov)，和/或作为第一级过电压保护(通过调节充电电流，直至得到确切期望的Vov)。
本发明的另一优势是，本发明的涓流放电可以为电池组提供更好的短路保护。在传统的电池组中，放电FET可以完全导通以允许放电，或者可以完全断开以终止放电。当电池组不在系统中时(例如不使用电池组时)，放电FET保持在导通状态，以便为电池组插入到系统那刻能给系统供电做准备。在该例子中，若发生了不正常的事情，例如VPACK+端短路，会有大量的电流从电池流出，这个电流会反过来损坏电池。或者，在传统的电池组中，放电FET可以保持在断开状态以保护电池不受短路的危害。但是，当电池组插入系统中时，该做法会阻止电池对系统的供电。为了克服这个困难，一些传统的电池组提供一个机械方法以通知电池组令放电FET导通。这会给客户带来不便，同时还会增加价格和/或电池组的尺寸。根据这里所描述的至少一个实施例，当电池不在系统时，电池组可以处在涓流放电模式下。当电池组插入到系统时，涓流放电电流值可以选择得较大，例如100mA，足以驱动拥有嵌入式系统的控制器。然后，拥有嵌入式系统的控制器将会检测电池是否存在，并通知电池在正常的放电模式下工作。因为放电FET将电流限制至预设的涓流放电值(例如100mA)，可以防止大电流的突然增加，从而起到VPACK+短路保护作用。
这里所描述的涓流放电和涓流充电拓扑结构还可以用于多电池系统。当多个电池组同时放电，他们可以向系统提供更大的功率。由于多个电池组采用并联方式以增加效率，所以采用多个电池组还可以减少电池内部阻抗。然而，若多个电池组同时放电，就需要一个严格的规定，即那些电池必须拥有完全相同的电压。否则，由于和电池相连的电源总线的微小电阻(例如2mΩ)的存在，两个电池组之间会有微小的电压差，即使两个电池组之间的电压差很小(例如10mV)，也会有一个大电流(在此例中5A)从高电压电池组流向低电压电池组。
在实际操作中，很难使多电池组保持一个相同的电压，而且即使有一个很精确的ADC来检测电池电压，也很难判定两个电池组是否处在相同的电压，这是由于电池组电压会随放电电流变化。本揭示内容中的多个实施例所述的涓流放电操作能够解决多个电池组的问题。例如，一个系统可以包括两个电池组，电池组A和电池组B。假定初始状态电池组A的电压高于电池组B。
电池组A可以先放电以给系统供电，且电池组A的电压逐步下降。电池组B的放电FET断开以终止电池组B的放电。当电池组A的电压下降至与电池组B相同的电压，本发明可以将电池组B设置在涓流充电模式或涓流放电模式。若电池组B在涓流充电模式下工作，放电FET可以完全导通，充电FET可以被控制在饱和导通范围内工作。在这种方式下，充电FET可以作为一个限流电阻。若电池组B在涓流放电模式下工作，充电FET可以完全导通，放电FET可以被控制在饱和导通范围内工作。在这种方式下，放电FET可以作为一个限流电阻。为了更安全些，参考图6的拓扑结构600，可以通过令充电FET和放电FET在饱和导通范围内工作以增加充电FET和/或放电FET的等效电阻令涓流充电操作和/或涓流放电操作可控地产生一个相对小的电流值。
在先前的例子中，由于电池组A正在放电，电池组B处于闲置状态，电池组A的实际电压将高于电池组B的电压，即使它们所测得的电压可能相同。若出现这种情况，电池组A可以对电池组B充电。然而，充电电流被充电FET(若令电池组B处在涓流充电模式)或放电FET(若令电池组B处在涓流放电模式)的电阻所限制。被限制的电流由诸如控制器612执行的控制器代码决定。
本发明中，该充电电流被电池组B中的ADC所监测。随着电池组A与电池组B之间的电压差的减小，从电池组A流向电池组B的充电电流也减小。当充电电流小于一个预设值，例如10mA，控制器可以将电池组B从涓流充电模式或涓流放电模式转换至完全放电模式。
因此，本发明揭示了可编程涓流预充电和/或涓流放电电路和方法，它们与传统的拓扑结构相比，完成预充电更为灵活、使用的元件更少且效率更高。应该知道的是，电池监测器集成电路根据单电池所处的不同充电状态(深度放电应采用涓流充电模式)控制开关(K1、K2和/或K3和K4)，以令这里所述的至少一个实施例中的可编程涓流充电电路进入涓流预充电模式或正常充电模式。还应该知道的是，这里所述的拓扑结构可以采用独立的元件和/或集成于集成电路中和/或以上两者的结合来实现。
本发明可以应用于使用充电电池的任何便携式电子装置(便携式计算机，手机，个人数字助理，等等)。为了达到目的，这里描述的拓扑结构可以集成到一便携式电子装置的电池组中。这里所使用的“电池组”可以定义为一个至少包括一个单电池的电池。一个电池组可以包括一个或多个的可充电锂离子单电池。一个电池组还可以包括一个或多个的电子元件，例如这里所述的能够帮助电池组进行可控充电和/或放电和/或操作的元件。
瞬态过电压控制器内容图7描述了拥有一个瞬态过电压控制器702的图6的另一个涓流充电和涓流放电拓扑结构。通常，瞬态过电压控制器702保护电池组的单电池不受瞬态过电压状况的影响。这里所述的“瞬态过电压状况”是指在一个瞬态时间段内，电压增加并高出正常充电电压值。例如电压值的增量超出10mV，且瞬态时间段长度为1μs至1ms之间。
为了保护电池组的单电池不受瞬态过电压状况的影响，瞬态过电压控制器702可以接收一个输入信号，该输入信号代表输入至电池组的电压值，并且瞬态过电压控制器702可以检测瞬态过电压状况是否出现。若检测到这样一个瞬态过电压状况，瞬态过电压控制器702可以提供一个代表该状况的输出控制信号。充电开关604响应来自瞬态过电压控制器702的输出控制信号，保护充电电池不受过电压状况的影响。在一个实施例中，开关604在过电压状况下断开，以保护充电电池。
图7的集成电路700可以有一个限流电路，图6中有详细介绍。这里所述的“电路”包括，例如，单个固线式电路、可编程电路、状态机电路和/或固件(存储可编程电路执行的指令)，或上述电路的组合。该限流电路可以包括高分辨率ADC614，控制器611，DAC612，和开关K1。
瞬态过电压控制器702可以独立于该限流电路，也可以与该限流电路一起使用。例如限流电路在正常充电和放电操作期间可能并不控制放电开关602和充电开关604的状态，这样，DAC612就不启动了。在这样的充电操作期间，充电驱动器608可以将充电开关604驱动至一个参考电压值(CHG_REF)，该电压值可以令充电开关604完全导通。类似地，在这样的放电操作期间，放电驱动器606可以将放电开关602驱动至一个参考电压值(DSG_REF)，该电压值可以令放电开关602完全导通。当然，瞬态过电压控制器702仍然可以在这些期间内保护充电电池不受瞬态过电压状况的影响。
例如在所述的正常充电和放电操作期间，瞬态过电压控制器702可以监测输入至电池组的单电池的电压值(VPACK+)。该电压信号可以通过路径706输入至瞬态过电压控制器702。当被监测的电压值低于一个可以接受的阈值时，瞬态过电压控制器702通过路径708向与门704提供一个数字“1”信号(CHG_PERMIT)。或者，当被监测的电压值等于或高于该阈值时，瞬态过电压控制器702通过路径708向与门704提供一个数字“0”信号(CHG_PERMIT)。
与门704可以通过路径710提供一个充电使能信号(CHG_EN)启动或终止充电驱动器608的工作。当与门704的输入都为数字“1”时，与门704可以提供一个为数字“1”的充电使能信号。与门704的一个输入来自沿路径708的瞬态过电压控制器702。与门704的另一个输入为沿路径710的第二充电使能信号(CHG_EN’)。沿路径710接收到的第二充电使能信号(CHG_EN’)可以由任何类型的电路提供，在一个例子中，该电路可以监测电池组中每个单电池中的电荷。若所有单电池的电压值都高于一个阈值，则CHG_EN’信号为数字“1”。或者，若有一个单电池的电压值低于该阈值时，则CHG_EN’信号为数字“0”。
因此，在正常的电池充电操作期间，瞬态过电压控制器702可以检测出瞬态过电压状况，并向与门704提供一个数字“0”输出信号。这样，不管CHG_EN’信号如何，与门704的输出为数字“0”，充电驱动器608会令充电开关604断开以保护电池不受瞬态过电压状况的影响。例如，这样的瞬态过电压状况可能在恒压充电期间出现(参见图1B)。
所以，瞬态过电压状况开始至充电开关604实际断开的这段时间应该尽量快，以防止单电池受过电压影响。在一个实施例中，可以是几微秒。因此，瞬态过电压控制器702必须快速地检测到瞬态过电压状况并向与门704提供一个数字“0”信号，充电驱动器608必须快速响应，并断开充电开关604。尽管在过电压状况下迄今为止所描述的是采用数字开关控制，即通过断开充电开关来控制充电开关604来实现的，事实上还可以采用模拟开关控制方案来实现。模拟开关控制方案是向驱动器608提供一个模拟信号用来控制充电开关604的导通电阻。因此，瞬态过电压状况可以将充电开关604驱动至一个导通中间状态，并限制在瞬态过电压状况期间提供至电池的电压。
瞬态过电压控制器702还可以检测瞬态过电压状况何时消失，并向与门704提供一个数字“1”输出信号。只要第二充电使能信号CHG_EN’也为数字“1”，就能继续正常充电操作。通常，充电开关604的闭合不需要像断开那样快，因为令充电开关604断开的瞬态过电压状况应该发生频率相对低一点，这样即使充电开关604闭合时间相对慢一点也不会过多地减少平均充电电流。
尽管瞬态过电压控制器702可以独立于限流电路使用，瞬态过电压控制器702也可以与限流电路一起使用以提供一些其他功能。例如，若在充电期间，提供给单电池的电压值升至略高于一个期望电压值，限流电路的限流控制环可以通过将开关K1设置到位置1与放电驱动器606相连，以控制放电开关602的导通电阻，从而使输出至充电电池的平均输出电压低于某个理想的电压值。与此同时，瞬态过电压控制器702监测提供至电池的电压值，以防止瞬态过压状况的出现。
限流电路控制放电开关602的导通电阻的同时，瞬态过电压控制器702控制充电开关604的状态。这样的同时操作在很多情况下是很有利的。其中一个情况就是，当相关充电器正产生一个理想的输出电压值时，电池组内部的一个不平衡的或不匹配的单电池却出现一个过度充电电压。通过控制放电开关602的导通电阻来减少平均充电电压值的这种方法可以使该不平衡或不匹配的单电池有一个更适中的充电电压。因此，当有一个附加的单电池平衡的操作后，充电可以继续，否则电池由于出现过度充电电压会被终止充电。
相反，另一种情况是，当相关充电器正产生一个理想的输出电压值时，电池组的单电池电压却不够高，不足以达到最大安全充电率。这种情况的发生是由于一些诸如线路损耗等因素造成。可以有意增加少量充电器输出电压来改善这种情况。然后可以采用限流电路来控制放电开关602的导通电阻。通过增加放电开关602的导通电阻可以减少来自充电器的较高的电压值，并向单电池提供一个最大安全充电电压。因此，充电时间可以减少。
还有另一种情况是，对并联的两个或更多电池组同时充电。这是因为电池组可以通过令限流电路的放电控制环控制放电开关602的导通电阻来处理一个较小的瞬态过电压状况，这样当电池组通过一个低电阻路径并联时，可以放宽对每个电池组电压值几乎相等的要求。
对于这三种情况的每一种情况，可以根据假定的或测量到的VPACK+平均电压控制开关602的导通电阻来选择理想的电压或电流。接着，瞬态过电压控制器702可以通过控制充电开关604来抑制可能会出现的瞬态过电压状况，从而促进或实现这些方案。
图8为与图7中的瞬态过电压控制器702一致的瞬态过电压控制器702a的实施例。瞬态过电压控制器702a包括一个比较器802、一个数字锁存器808、一个控制器806、一个DAC804和一个分压器812。分压器812可以包括电阻R1和R2，该分压器812能够将VPACK+端的电压按比例减小到一个较低的电压值。接着，分压器812可以向比较器802的反相输入端提供分压后的电压值。比较器802可以将分压后的VPACK+电压值与DAC804提供的一个参考电压值相比较，并提供一个状态取决于比较结果的输出信号CHG_PERMIT。当分压后的电压小于参考电压值，该信号为数字“1”，当分压后的电压大于或等于参考电压值，该信号为数字“0”，从而代表瞬态过电压状况。
比较器802可以在几微秒内得出必要的比较结果，然后快速地提供一个数字“0”输出信号以保护电池组中的单电池不受瞬态过电压状况的影响。数字锁存器808将CHG_PERMIT信号状态数字“0”锁存输出至控制器806，并由控制器806复位。因此，即使瞬态过电压状况出现的时间很短，控制器806仍能检测到它的发生。由控制器806控制的DAC804可以向比较器802的同向输入端提供一个参考电压。
在一个实施例中，DAC804可以为一个高分辨率的DAC，其线性度可以较低，可以是未校准的，并且可以运行速度较慢。这里所述的“高分辨率DAC”是指一个至少有10比特分辨率的DAC。DAC804的输出会增加直至超过比较器802的反相输入端的VPACK+的分压为止，并且令CHG_PERMIT信号为数字“0”，且该信号被数字锁存器808锁存。对于一个11比特的高分辨率DAC而言，这个进程从零开始每次加1，需要2048次测试。该测试进程可以通过其它各种方法来加快速度，包括仅选取小范围的已知相关电压，或通过前面所述的SAR方法来加快速度。
若VPACK的平均值已知(可能通过采用一个精确的外部模数转换器(ADC)得到)，根据已知的VPACK平均值，可以建立一个由DAC的数字输入值组成的表。在这张表中，理想的输出参考电压所需的近似数字输入可以通过外推得到。或者，若DAC804是一个高线性度和精确校准的DAC，则可以直接选取DAC提供的理想的参考电压，而不必依靠闭环方式。该方式所需的DAC可能比一个闭环方式所需的低线性DAC贵。
图9描述了另一个与图7中的瞬态过电压控制器702一致的瞬态过电压控制器702b的实施例。图9中的瞬态过电压控制器702b的元件与图8中的瞬态过电压控制器702a的元件相似，它们标号相似，所以为清楚起见，在这里省去重复的描述。与上一个图8中的实施例相反，图9的实施例采用了一个低分辨率DAC902。这里所述的“低分辨率DAC”代表一个不超过8比特分辨率的DAC。该低分辨率DAC902可以用来产生一个小的偏置电压信号。
加法电路904可以接收来自低分辨率902的小的偏置电压信号，和来自控制器806的数个参考信号中的一个信号，并向比较器802的同相输入端提供一个信号，该信号等于来自低分辨率DAC902的偏置电压与参考信号之和。因此，低分辨率DAC可以调整所选参考电压大小。
控制器806提供的参考信号可以是代表各个电压值的各个参考信号中的其中一个参考信号。参考信号值的变动与很多因素有关，包括电池组中的单电池数目和每个单电池电压值的额定最大值，但并不局限于这些因素。例如，控制器806可以提供一个信号，该信号代表一个拥有三个单电池的电池组的参考电压值为12.6V的信号，其中每个单电池电压值的额定最大值为4.2V。又如，控制器806可以提供一个代表一个拥有四个单电池的电池组的参考电压值为16.8V的信号，其中每个单电池电压值的额定最大值同样为4.2V。
图9所要求的低分辨率DAC902可能比图8中的较高的分辨率DAC便宜。若需要的话，仍可以采用闭环方式控制DAC902。然而，还可以采用开环方式控制DAC902。在开环方式中，可以采用一个相对精确的参考电压值和来自DAC902的相对较小的偏置加法器。
图10描述了另一个与图7中的瞬态过电压控制器702一致的瞬态过电压控制器702c的实施例。图10中的瞬态过电压控制器702c的元件与图8中的瞬态过电压控制器702a的元件相似，它们标号相似，所以为清楚起见，在这里省去重复的描述。
瞬态过电压控制器702c可以包括一个低通滤波器1004、一个减法电路1006、一个控制器806和一个DAC1002。在恒压充电模式下，通过电池系统中其它地方的一个高精度ADC，可以精确的获知VPACK+平均电压。另外，VPACK+平均电压在缓慢变化。因此，低通滤波器1004由分压器812分压后的电压得到一个滤波后的VPACK+平均电压。接着，减法电路1006从VPACK+的分压中减去经滤波得到的VPACK+的平均电压，得到一个测试电压，并传送至比较器802的反相输入端。测试电压通常对电压值的增加较敏感，对电压值的大小不敏感。
然后，比较器802将该测试电压与DAC1002提供的参考电压进行比较，若测试电压小于参考电压，则比较器802提供一个数字“1”值，若测试电压等于或大于参考电压，则比较器802提供一个数字“0”值。在该实施例中，DAC1002可以是一个低分辨率、低线性度、未校准的和速度相对较慢的DAC。
不管是开环或闭环控制，为了解决VPACK+电压的任何缓慢变化，有必要间隔性地对DAC1002提供的参考电压进行重新计算。为了使操作稳定，根据所需的滤波周期，低通滤波器1004可以采用一个外部电容。通过将与理想的过电压阈值相等的理想的DAC电压值设置成小于VPACK+平均电压(例如，由系统中其它处的一个高精度ADC得到)，DAC1002可以采用开环方式被控制。
本发明提供了一个瞬态过电压控制器。该瞬态过电压控制器可以包括一个比较器，用来将第一信号与代表一个参考电压值的第二信号进行比较，若第一信号大于或等于第二信号，则比较器向一个开关提供一个代表瞬态过电压状况的输出信号。该开关响应该输出信号，以保护充电电池不受瞬态过电压状况的影响。瞬态过电压控制器还可以包括一个DAC，其中第二信号至少部分地根据DAC的输出得到。本发明还提供了一个包括一个充电开关和这样一个瞬态过电压控制器的装置。
最后，本发明还提供了一种方法，该方法包括检测一个瞬态过电压状况，并向一个连接在电池和电源之间的开关提供一个控制信号，以保护电池不受瞬态过电压状况影响。保护电池不受瞬态过电压状况影响包括将开关驱动至断开状态，这样使电池与瞬态过电压状况隔绝。
在这里使用的术语与措辞是揭示内容的术语，但没有局限性。在采用这些术语和措辞时，不排除其它与这里所揭示和描述的特征(或特征的一部分)相似的等同物。并且应该意识到的是，本发明还可能存在其它一些修改、变动及其它。
权利要求
1.一种瞬态过电压控制器，其特征在于所述瞬态过电压控制器包括一个比较器，所述比较器将一个第一信号与一个代表一个参考电压值的第二信号进行比较，若所述第一信号大于或等于所述第二信号，则所述比较器向一个开关提供一个代表瞬态过电压状况的输出信号，所述开关响应所述输出信号以保护充电电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
2.根据权利要求1所述的瞬态过电压控制器，其特征在于还包括一个数模转换器，其中所述第二信号至少部分地根据所述数模转换器的输出得到。
3.根据权利要求2所述的瞬态过电压控制器，其特征在于所述数模转换器包括一个高分辨率数模转换器，所述高分辨率数模转换器提供所述第二信号，且其中所述第一信号代表一个充电电池的电压值。
4.根据权利要求2所述的瞬态过电压控制器，其特征在于所述第二信号代表一个参考电压信号与一个由所述数模转换器提供的偏置信号之和。
5.根据权利要求4所述的瞬态过电压控制器，其特征在于还包括加法电路，所述加法电路能够接收所述参考电压信号和所述偏置电压信号，并能够提供代表所述参考电压信号与所述偏置信号之和的所述第二信号，且其中所述第一信号代表一个充电电池的电压值。
6.根据权利要求5所述的瞬态过电压控制器，其特征在于所述数模转换器包括一个低分辨率数模转换器。
7.根据权利要求2所述的瞬态过电压控制器，其特征在于所述第一信号代表一个差值，所述差值为代表所述充电电池的平均电压值的信号与代表所述充电电池的原始电压值的信号之差。
8.根据权利要求7所述的瞬态过电压控制器，其特征在于还包括一个低通滤波器，所述低通滤波器能够提供代表所述充电电池的平均电压值的所述信号；和减法电路，所述减法电路能够根据代表来自所述低通滤波器的充电电池的平均电压值的所述信号，与代表所述充电电池的原始电压值的所述信号之差，提供所述第一信号。
9.根据权利要求8所述的瞬态过电压控制器，其特征在于所述数模转换器包括一个低分辨率数模转换器。
10.一种装置，其特征在于所述装置包括一个充电开关；和一个瞬态过电压控制器包括一个比较器，所述比较器将一个第一信号与一个代表一个参考电压值的第二信号进行比较，若所述第一信号大于或等于所述第二信号，则所述比较器向所述充电开关提供一个代表瞬态过电压状况的输出信号，所述充电开关响应所述输出信号以保护充电电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于所述瞬态过电压控制器还包括一个数模转换器，其中所述第二信号至少部分地根据所述数模转换器的输出得到。
12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于所述瞬态过电压控制器通过将所述充电开关驱动至一个断开状态，以保护所述充电电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
13.根据权利要求11所述的装置，其特征在于所述瞬态过电压控制器通过增加所述充电开关的内部电阻以限制提供至所述充电电池的电压值，从而保护所述充电电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
14.根据权利要求11所述的装置，其特征在于还包括一个与所述充电开关串联的放电开关；和限流电路，所述限流电路控制所述放电开关的内部电阻，其中所述瞬态过电压控制器能够同时控制所述充电开关，以保护所述充电电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
15.根据权利要求11所述的装置，其特征在于所述数模转换器包括一个高分辨率数模转换器，所述高分辨率数模转换器提供所述第二信号，且其中所述第一信号代表一个充电电池的电压值。
16.根据权利要求11所述的装置，其特征在于所述第二信号代表一个参考电压信号与一个由所述数模转换器提供的偏置信号之和。
17.根据权利要求16所述的装置，其特征在于瞬态过电压控制器还包括加法电路，所述加法电路能够接收所述参考电压信号和所述偏置电压信号，并能够提供代表所述参考电压信号与所述偏置信号之和的所述第二信号，且其中所述第一信号代表一个充电电池的电压值。
18.根据权利要求11所述的装置，其特征在于所述第一信号代表一个差值，所述差值为代表所述充电电池的平均电压值的信号与代表所述充电电池的原始电压值的信号之差。
19.根据权利要求18所述的装置，其特征在于所述瞬态过电压控制器还包括一个低通滤波器，所述低通滤波器能够提供代表所述充电电池的平均电压值的所述信号；和减法电路，所述减法电路能够根据代表来自所述低通滤波器的充电电池的平均电压值的所述信号，与所述代表所述充电电池的原始电压值的所述信号之差，提供所述第一信号。
20.一种方法，其特征在于所述方法包括检测一个瞬态过电压状况；和向一个开关提供一个控制信号，所述开关连接在电池和电源之间，以保护所述电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于所述控制信号将所述开关驱动至一个断开状态，以保护所述电池不受所述瞬态过电压状况的影响。
22.根据权利要求20所述的方法，其特征在于所述控制信号将所述开关驱动至一个第一导通状态，以限制在所述瞬态过电压状况期间提供至所述电池的电压。
23.根据权利要求20所述的方法，其特征在于所述检测方法包括将代表所述电池的电压值的第一信号与代表一个参考电压值的第二信号进行比较，当所述第一信号大于或等于所述第二信号时，向所述开关提供所述控制信号。
全文摘要
本发明提供了一个瞬态过电压控制器，用来保护充电电池不受瞬态过电压状况的影响。该瞬态过电压控制器可以包括一个比较器，该比较器将第一信号与代表一个参考电压值的第二信号进行比较，若第一信号大于或等于第二信号，则比较器向一个开关提供一个代表瞬态过电压状况的输出信号。该开关响应该输出信号，以保护充电电池不受瞬态过电压状况的影响。瞬态过电压控制器还可以包括一个DAC，其中第二信号至少部分地根据DAC的输出得到。本发明还提供了一个包括一个充电开关和这样一个瞬态过电压控制器的装置。
文档编号H02J7/02GK1674403SQ20051005699
公开日2005年9月28日 申请日期2005年3月25日 优先权日2004年3月25日
发明者布鲁斯·丹宁, 栗国兴, 刘柳胜 申请人:美国凹凸微系有限公司