专利名称：抑制热耗散的方法
技术领域：
本发明大体上涉及功率转换器，尤其是，涉及多相功率转换器。
背景技术：
功率转换器被使用于多种电子产品包括汽车、飞机、无线电通讯系统和电子消费品。功率转换器如直流电到直流电(“DC-DC”)转换器广泛使用于便携式电子产品，如笔记本电脑、个人数字助理、寻呼机、移动电话等，其典型地由电池供电。DC-DC转换器可以从一个单电压或从通向该转换器的电源的任何变化释放多电压，该单电压独立于从该转换器流出的负载电流。便携式电子应用中使用的一种DC-DC转换器为降压转换器。这种转换器也称为开关模式电源，可以将一输入电压从某一电平转换到一较低电平。典型地，降压转换器由一个控制器控制，该控制器被设置成一个具有在不同时间转换的多个输出电流通道的多相控制器。在输出电流通道流动的输出电流被汇总并释放到负载。这种结构的优点是每个通道引导总负载电流的一部分。例如，在一个四相降压控制器中，每个通道引导25％的输出电流。这降低了每个输出的功率耗散。多相降压控制器的一个缺点是，当电流不平衡时，一个电流通道将比另一电流通道引导更多的电流，这将导致热故障(thermal failure)。另一缺点是，与控制器连接的动力荷载的重复速率可能与多相降压转换器的一个输出相同。在这种情况下，通道中的电流变得不平衡而引起转换器承受热故障。
因此，对多相控制器电路和操作多相控制器电路的方法来说，需要在其输出维持电流平衡。此外，期望多相控制器电路的制造在价格和时间划算。
结合附图并阅读下列详细描述将对本发明有一个较好的理解，图中相同的附图标记指定相同的组成部分，其中图1是与本发明一实施例一致的多相控制器电路的示意图；图2是图1所示多相控制器电路的一部分的示意图；图3是操作图1所示多相控制器电路的时间矢量图；图4是与本发明另一实施例一致的多相控制器电路的示意图；图5是图4所示多相控制器电路的一部分的示意图；以及图6是与本发明再一实施例一致的多相控制器电路的示意图。
具体实施例方式
总的来说，本发明提供了一种以不同的负载跃迁率平衡多相功率转换器中的电流的方法。该多相功率转换器包括一个振荡器或其它斜坡信号发生器、一个脉冲宽度调制器和至少一个功率级。与本发明的一个方面一致，通过抖动振荡器或其它斜坡信号发生器的一个输出信号来平衡电流。应该理解，抖动输出信号被定义为持续地改变振荡器输出信号或斜坡信号的频率。抖动振荡器输出信号或斜坡信号使负载步进率(step rate)和多相功率控制器的开关频率在一有效时段不匹配。平衡电流抑制了多相功率转换器中的热耗散。
与本发明的另一方面一致，通过中止振荡器输出信号来平衡电流。这在输出信号中引入一个相位延迟以使输出信号与负载步进率不同步。
与本发明的再一方面一致，通过抖动振荡器输出信号或斜坡信号并中止振荡器输出信号来平衡电流。
图1是在半导体衬底中制造的与本发明一实施例一致的多相功率转换器10的结构图。在图1中示出的是有n组输入121、122、123……12n的脉冲宽度调制器(“PWM”)电路12，其中，“n”是整数。“n”组输入中的每组输入包括一个误差输入12nA和一个振荡输入12nB。应该注意到，字母“A”和“B”是用于分别区分误差输入和振荡输入的参考标记。因此，输入121包括误差输入121A和振荡输入121B；输入122包括误差输入122A和振荡输入122B；输入123包括误差输入123A和振荡输入123B；及输入12n包括误差输入12nA和振荡输入12nB。
多相功率转换器10进一步包括一个误差放大器16和一个振荡器18，该误差放大器的输出17与误差输入121A、122A、123A……12nA连接，该振荡器有一个输入32和多个输出，其中，多个输出与相应的振荡输入121B、122B、123B……12nB连接。与一实施例一致，误差放大器16包括一个连接在负反馈结构中的运算放大器20，在该负反馈结构中，阻抗22连接在运算放大器20的输出和其反相输入之间，及阻抗24与运算放大器20的反相输入连接。作为例子，阻抗22包括与串联的电阻器28和电容器30并联的电容器26，阻抗24包括一个电阻器。运算放大器20的非反相输入被耦合以接收参考电平VREF1。应该理解，误差放大器16的反馈结构不是本发明的限制规定，用所属领域技术人员公知的其它反馈结构也可以实现。
PWM电路12的输出141、142、143……14n分别与相应的功率级341、342、343……34n的输入连接。功率级341的一个输出与输出节点50连接。类似地，功率级342、343……34n的输出与输出节点50连接。功率级341、342、343……34n分别具有产生反馈电流IFEED1、IFEED2、IFEED3……IFEEDn的电流感应模块351、352、353……35n，这些反馈电流与流经储能元件441、442、443……44n的电流成比例。反馈电流信号IFEED1、IFEED2、IFEED3……IFEED n分别通过反馈连接线371、372、373……37n反馈到PWM电路12。用于电流感应模块的电路对所属领域技术人员来说是公知的。
功率级341、342、343……34n包括驱动电路541、542、543……54n，该驱动电路又分别具有作为功率级341、342、343……34n输入的输入，与各个开关晶体管561、562、563……56n的栅极连接的高端驱动器输出，和与各个开关晶体管581、582、583……58n的栅极连接的低端驱动器输出。高端开关晶体管561、562、563……56n的漏极被耦合以接收工作电压源如VCC，高端开关晶体管561、562、563……56n的源极分别与低端开关晶体管581、582、583……58n的漏极连接。低端开关晶体管581、582、583……58n的源极被耦合以接收工作电压源如VSS。晶体管561、562、563……56n的源极和漏极分别与晶体管581、582、583……58n的源极和漏极共同连接在一起，并分别与各个储能元件441、442、443……44n的一个端点连接。储能元件441、442、443……44n的另一个端点作为功率级341、342、343……34n的输出。例如，储能元件441、442、443……44n是电感器。应该注意到，当n等于2时，功率转换器10是两相功率转换器；当n等于3时，功率转换器10是三相功率转换器；当n等于4时，功率转换器10是四相功率转换器，等等。
振荡器控制电路60通过电阻器59与振荡器器18的输入32耦合。特别是，振荡器控制电路60包括与误差放大器16的输出17连接以接收补偿电压VCOMP的输入61，被耦合以接收参考电压VREF2的输入63，和与振荡器器18的输入32连接的输出65。简要参考图2，其说明了与本发明一个实施例一致的振荡器控制电路60的示意图。图2示出比较器62，其包括作为振荡器控制电路60的输入61的反向输入、作为振荡器控制电路60的输入63的非反向输入，和一个输出。更适宜地，比较器62具有磁滞现象。比较器62的输出与场效应晶体管(“FET”)76的栅极连接。FET 76的源极被耦合以接收工作电压源如VSS，且FET 76的漏极作为漏极开路输出和振荡器控制电路18的输出65。
负载80连接在输出节点50和工作电压源如VSS之间。输出电容器82与负载80并联。输出节点50与阻抗24连接在一个反馈结构中。
与一实施例一致，通过调节功率转换器10的频率以使负载步进周期和多相功率转换器10的持续接通时间处于暂时关联中，电流不平衡及因此而产生的热耗散被抑制。应该理解，多相功率转换器10的持续接通时间是指一个或多个高端开关晶体管561-56n处于导通状态的时间。暂时关联是负载步进周期和多相功率转换器10的持续接通时间在扩展的时间段内不一致、相同或相似。这通过设定振荡器18以产生多个有预定频率和相位关系的振荡器输出信号来实现。与一实施例一致，功率转换器10是四相功率转换器，也就是，变量“n”等于4，且振荡器18产生四个以90度角分开的三角波形。振荡器18可以通过在振荡器18的输入32和工作电压源如VSS之间连接电阻器84来设定。控制振荡器18输出频率的结构不限定为一个电阻器。其它电路网络也能与输入32耦合。例如，电阻器分压网络可输入32耦合。振荡器18将振荡器输出信号传送到PWM电路12的输入121B、122B、123B……12nB。应该注意到，当功率转换器10为两相功率转换器时，振荡器18产生两个以180度角分开的三角波形；当功率转换器10为三相功率转换器时，振荡器18产生三个以120度角分开的三角波形；当功率转换器10为n相功率转换器时，振荡器18产生n个以360/n度角分开的三角波形。正如上文中讨论过的，功率转换器可以是两相功率转换器、三相功率转换器、四相功率转换器、五相功率转换器，等等。应该进一步注意到，振荡器输出信号也指斜坡信号。
此外，误差放大器16将补偿信号VCOMP传送到PWM电路12的输入121A、122A、123A……12nA。补偿信号VCOMP也指误差信号VERROR并出现在误差放大器16的输出17。
现在参考图3，举例说明了用于四相功率转换器的振荡器18产生的三角波形或斜坡信号的时间矢量图。图3示出了振幅范围在电平VL90和电平VH90间的三角波形90、振幅范围在电平VL92和电平VH92间的三角波形92、振幅范围在电平VL94和电平VH94间的三角波形94和振幅范围在电平VL96和电平VH96间的三角波形96。三角波形90和92的相角以90度角分开；三角波形92和94的相角以90度角分开；三角波形94和96的相角以90度角分开；三角波形96和90的相角以90度角分开；在时刻t0和t8期间，波形90比波形92超前90度角，波形90比波形94超前180度角，波形90比波形96超前270度角，且补偿电压VCOMP有一个实质上恒定的电压值VCOMP1。应该注意到，为了清楚起见波形90-96被显示在分开的图示中，且对波形90-96的每个图示，电平VCOMP1是相同的电平。
当波形90的电压值比电 VCOMP大时，PWM 12的输出141出现的信号100有一个逻辑低电平，即逻辑0电平。当波形90的电压值比电压VCOMP小时，信号100有一个逻辑高电平，即逻辑1电平。类似地，当波形92-96的电压值比电压VCOMP大时，PWM 12的输出142-14n出现的信号102-106分别有一个逻辑低电平，即逻辑0电平，而当波形92-96的电压值比电压VCOMP小时，PWM 12的输出142-14n出现的信号102-106分别有一个逻辑高电平，即逻辑1电平。因而，通过分别比较补偿信号VCOMP与波形90-96，可以产生信号102-106。
在t8时刻，负载电流ILOAD减少从而增加了电压VOUT并使电压VCOMP从电平VCOMP1减小到电平VCOMP2。PWM输出141-14n保持低，即，当电压信号VCOMP处于电平VCOMP2时，PWM 12的相应脉冲宽度调制器电路是不工作的。由于相应的脉冲宽度调节器不工作，波形90-96变得不随时间变化且其电平分别为VS90、VS92、VS94和VS96。因此，振荡器输出信号90-96被中止。这样，波形90-96中被引入了一个相位偏移角。换句话说，输出信号90-96被中止的时间在波形90-96中仅仅引入了一个延迟。因此，在时刻t8波形90开始从电平VS90减小。然而，在时刻t9，波形90在电平VS90处被中止并保持该电平直到t10时刻，在时刻t10该电平继续减小到电平VL90。类似地，在t9时刻，波形92在电平VS92处被中止并保持该电平直到t10时刻，在时刻t10该电平继续增加到电平VH92；波形94在电平VS94处被中止并保持该电平直到时刻t10，在时刻t10该电平继续增加到电平VH94；及波形96在电平VS96处被中止并保持该电平直到t10时刻，在时刻t10该电平继续减小到电平VL96。当波形90-96被中止时，PWM信号100-106的占空因数为零，即其为逻辑低或逻辑0电平。
应该注意到，对于每个波形90-96，电平VCOMP1和电平VCOMP2分别相同。电平VH90、VH92、VH94和VH96相同及电平VL90、VL92、VL94和VL96相同。
在时刻t10，输出电压VOUT开始恢复，使出现在误差放大器16的输出17的补偿电压VCOMP增加。在时刻t11，输出电平VOUT恢复且出现在误差放大器16的输出17的补偿电压VCOMP处于电平VCOMP1。这样，波形90-96从其被中止处重新开始。在时刻t10和t15的时间段内，当波形92-96的电压值比电压VCOMP大时，出现在PWM 12的输出141-14n的信号100-106处于逻辑低电平；当波形92-96的电压值比电压VCOMP小时，信号100-106处于逻辑高电平。
图4是与本发明另一实施例一致的多相功率转换器150的结构图。图4示出了图2中描述的PWM电路12、误差放大器16、振荡器18、功率级341-34n、负载80和负载电容器82。多相功率转换器150进一步包括一个抖动网络152，其输出153通过电阻器59与振荡器18的输入32耦合。
图5是与本发明实施例一致的抖动网络152的结构图。抖动网络152可以包括运算放大器154和162，其中每个运算放大器有一个反向输入、非反向输入和输出。电阻器156连接在运算放大器154的输出和其反向输入之间，及电阻器158连接在运算放大器154的输出和其非反向输入之间。此外，电阻器160连接在运算放大器154的非反向输入和工作电压源如VSS之间，及电容器163连接在运算放大器154的反向输入和工作电压源如VSS之间。在一个单位增益结构中，运算放大器162的非反向输入与运算放大器154的反向输入连接，及运算放大器162的输出与其反向输入连接。运算放大器162的输出也通过电阻器164与输出153连接。输出153被耦合以通过电阻器168接收工作电压源如VSS.
在运行中，抖动网络152改变功率级341-34n的开关频率以阻止负载步进率和功率级341-34n的开关频率在一个相当大的时段内匹配。这防止了通道中不平衡电流的堆积。
图6是与本发明另一实施例一致的多相功率转换器200的结构图。图6示出了图2和图4中描述的PWM电路12、误差放大器16、振荡器18、功率级341-34n、负载80和负载电容器82。多相功率转换器200进一步包括一个振荡器控制和抖动网络202，其输出203通过电阻器59与振荡器18的输入32耦合。
在运行中，振荡器控制和抖动网络202改变功率级341-34n的开关频率并引入一个相位延迟以阻止负载步进率和开关341-34n的开关频率在一个相当大的时段内匹配。这防止了通道中不平衡电流的堆积，从而抑制了多相功率转换器200的热耗散和热故障。
到此应该认识到，本发明提供了一种以不同的负载跃迁率(transition rate)平衡多相功率转换器中的电流以抑制热耗散的方法。与本发明的一实施例一致，通过调节多相功率转换器的频率或周期和负载步进周期以使其在一个扩展时段不是一致、相同或相似，从而抑制了热耗散。与另一实施例一致，通过抖动功率级的开关频率以使负载步进率和开关的开关频率在一个相当大的时段内不匹配来抑制热耗散。本发明的一个优点是其实施在价格上很划算。
虽然这里公开的是某些优选实施例和方法，但从前述公开对所属领域技术人员来说很明显，对这些实施例和方法可以进行变化和修改而不偏离本发明的实质和领域。例如，可以用数字技术实施此方法。应该注意到，除非另作说明，使用术语“当……时”来表示当时一个事件发生且当该事件正在发生时。意图是本发明应仅限于随附的权利要求书及适用法律的规则和法则要求的范畴。
权利要求
1.一种以不同的负载跃迁率平衡多相功率转换器中的电流的方法，包括提供所述多相功率转换器，所述多相功率转换器有一个持续接通时间；和调节所述多相功率转换器的频率从而负载步进周期和所述多相功率转换器的所述持续接通时间处于一暂时关联中。
2.如权利要求1所述的方法，其中，所述提供所述多相功率转换器的步骤包括提供一个误差放大器，所述误差放大器有一个输出；提供一个振荡器，所述振荡器有一个输出；将所述误差放大器的所述输出连接到一个脉冲宽度调制器的第一输入；将所述振荡器的所述输出连接到所述脉冲宽度调制器的第二输入；提供第一功率级，所述第一功率级有一个与所述脉冲宽度调制器的输出连接的输入。连接具有一输入的第二功率级到所述脉冲宽度调制器的另一输出；在所述第一功率级的所述输出和一个输出节点间连接第一电感器；在所述第二功率级的所述输出和所述输出节点间连接第二电感器；和将所述输出节点连接到所述误差放大器的输入。
3.如权利要求1所述的方法，进一步包括，将一抖动电路与所述多相功率转换器连接。
4.如权利要求1所述的方法，其中，所述调节所述多相功率转换器的所述持续接通时间的步骤包括抖动一个振荡器信号、中止所述振荡器信号或使所述振荡器信号相位偏移中的任项。
5.如权利要求1所述的方法，其中，所述暂时关联是一致关联、相似关联或相同关联中的一个。
6.一种以不同的负载跃迁率抑制多相功率转换器中的热耗散的方法，包括运行所述多相功率转换器以阻止负载步进率锁定于所述多相功率转换器的相电流上。
7.如权利要求6所述的方法，其中，所述运行所述多相功率转换器的步骤包括中止一个振荡器信号、抖动所述多相功率转换器的输出信号或中止所述振荡器信号中的一项。
8.如权利要求6所述的方法，进一步包括从多相功率转换器输出电压产生一个电路输出电压；和从所述电路输出电压产生一个补偿电压。
9.如权利要求8所述的方法，进一步包括，将所述补偿电压与至少一个振荡器信号比较以产生一个脉冲宽度调制信号及将所述补偿电压与多个振荡器信号比较以产生多个脉冲宽度调制信号。
10.一种以不同的负载跃迁率抑制多相功率转换器中的热耗散的方法，包括通过中止一个振荡器信号及抖动所述振荡器的一个输入信号，运行所述多相功率转换器以阻止负载步进率锁定于所述多相功率转换器的相电流上。
全文摘要
一种以不同的负载跃迁率抑制多相功率转换器中的热耗散的方法。提供一个具有持续接通时间的多相功率转换器和调节该多相功率转换器的频率，以使负载步进周期和多相功率转换器的持续接通时间处于一暂时关联中。可选地，通过中止振荡器信号以阻止负载步进率锁定于多相功率转换器的相电流上。与另一可选方法一致，通过中止振荡器信号及抖动该振荡器的输入信号以阻止负载步进率锁定于多相功率转换器的相电流。
文档编号H02M1/00GK101090236SQ20071010881
公开日2007年12月19日 申请日期2007年5月31日 优先权日2006年6月16日
发明者奥莱·P·莫耶, 保罗·J·哈里曼, 本杰明·M·里斯, 克里斯托弗·J·加斯 申请人:半导体元件工业有限责任公司