专利名称：一种压电变压器驱动电路及其输出电压控制方法
技术领域：
本发明涉及变压器相关电路领域，具体涉及一种压电变压器驱动 电路及其输出电压控制方法。
背景技术：
压电变压器是一种电子变压器件，它利用压电效应，通过电能一 机械能一电能的二次能量转换形式，达到能量的传递。与传统电磁式 变压器相比，压电变压器具有体积小、重量轻、无短路击穿等优良特性，逐步得到广泛应用，如高压电源、负离子发生器、静电复印机、警用电击器、液晶显示背光电源、小功率激光管电源等中小功率器件。 在不具有对称中心的晶体中，由于内部存在自发极化，正负电荷中心不重合而产生偶极距，这样晶体内部就产生一个电场，为平衡内 部电场，晶体表面就产生空间电荷，使整个晶体对外显示电中性，当 外力变化时，晶体内部的偶极距改变而使得内部电场发生变化，这样 晶体表面的空间电荷也就得以释放，表现出压电性。反之，在一定的 电场作用下，晶体会产生外形尺寸的变化(即逆压电效应)。压电变压器正是利用了这样的原理，如图1所示，在一个压电变 压器(可以釆用压电陶瓷片)上，输入端a、 b施加一个电场(驱动电 压Vin)使陶瓷片产生谐振(逆压电效应)，而在输出端c、 d将高应变 产生的机械振动能量转化成电荷输出(压电效应Vout)，其中电阻RL 为负载，为便于理解，可以将压变电压器看作分为驱动部分101和发 电部分102。由于现有技术中压电变压器的驱动电压Vin为正弦波型电压，所 以大部分压电变压器的驱动电路的结构为半桥电路，如图2所示，该 半桥电路由金属氧化物半导体晶体管MC^和MOS2构成，半桥电路的输入端与图3所示的直流的工作母线电压V,连接，该驱动电路中，常在压电变压器前串联一个电感L,或一个LC串联谐振电路。通过控制 MOS，和的输入端Ai和MOS2管的输入端电压A2的波形电压，驱动电路 将该直流工作母线电压Vi整形为图4所示的正弦电压V2，并加到压电 变压器l的输入端a、 b。如果考虑外界温度、输入电压、负载等的变 化因素，驱动电路可能稍微复杂一些，但也更为实用，如图5所示， 在压电变压器l的输入端a串联电容C,，在压电变压器l的输入两端a、 b并联电感L2。由电感L2和电容d构成的LC滤波电路用于去除杂波 ,及低温低外界输入电压下确保压电变压器仍有足够的输出功率。但是压电变压器的驱动电路无论釆用图(a)的原理性电路，或 釆用图(b)的实用型电路，都有一个共同的缺点，即金属氧化物半 导体晶体管MOS" MOS2不是处于零压零流的工作状态，其连接的工 作母线电压V,始终处于直流高压状态，电感加上串联的压电变压器其 等效的数学模型通常为感性负载，使电流又和电压有相位差，因此金 属氧化物半导体晶体管MOSp MOS2的开关损耗很大。上述压电变压 器的驱动电路只是套用了通常开关电路的概念，实用型电路只是加上 LC滤波，因而开关电路的缺点在这里并未消除，电路缺乏针对性。现有技术中压电变压器已经发展到其本身等效于纯阻状态，该压 电变压器在某一工作频率下呈现输入电压与输入电流同相位(或相差 为;r )。由于上述驱动电路加上已经具有等效纯阻状态的压电变压器 后，已无法构成全谐振电路的概念。因此必须寻求一种新的能适应上 述压电变压器特性要求的驱动电路。发明内容本发明的目的是提供一种压电变压器驱动电路及其输出电压控 制方法，该驱动电路的输出为间歇式半正弦波电压，减少了开关器件 的损耗，可以使包括驱动电路及压电变压器的整个电路处于全谐振状 态，达到大大减小损耗，提高可靠性的目的。为实现上述目的，本发明采用如下技术方案一种压电变压器驱动电路，所述驱动电路包括LC串联谐振回 路，输入端与所述直流电压连接，输出端与压电变压器连接；开关，并联连接在所述LC串联谐振回路中电容的两端；开关控制器件，与 所述开关连接，用于控制所述开关的开关动作，使所述LC串联谐振 回路的输出端输出间歇式半正弦波形电压。其中，所述开关为金属氧化物半导体晶体管，所述金属氧化物半 导体晶体管的栅极与所述开关控制器件连接，源极与所述电容接地一 端连接，漏极与电容的另一端连接，所述开关控制器件通过波形电压 控制所述金属氧化物半导体晶体管的导通和截止。其中，所述LC串联谐振回路中电感和电容确定的谐振频率，大 于由金属氧化物半导体晶体管的导通和截止确定的工作频率，所述金 属氧化物半导体晶体管的导通时间，小于由所述工作频率确定的工作 周期的一半。其中，所述谐振频率为所述工作频率的1.4 1.6倍，所述导通时 间为所述工作周期的0.25-0.4倍。其中，所述谐振频率为所述工作频率的1.5倍，所述导通时间为 所述工作周期的0.4倍。其中，所述LC串联谐振回路中电容的电容值为32nf,电感的电感 值为84pH，金属氧化物半导体晶体管的导通时间为6ps,所述工作 周期为15ns。本发明还提供了一种使用上述压电变压器驱动电路的输出电压 控制方法，该方法包括调整所述LC串联谐振回路中电感和电容参 数值，使所述LC串联谐振回路的谐振频率，大于由开关的开关动作 确定的工作频率，所述开关的关闭的时间，小于由所述工作频率确定 的工作周期的 一半，以使所述LC串联谐振回路的输出端为半正弦波 电压。其中，所述谐振频率与所述工作频率的关系为所述谐振频率为 所述工作频率的1.4 1.6倍，所述导通时间为所述工作周期的0.25 0.4倍。其中，该方法还包括步骤获取压电变压器处于谐振状态所需的 工作频率；由所述谐振频率与所述工作频率的关系，确定达到全谐振 状态时所述LC串联谐振回路应达到的谐振频率；调整所述LC串联谐 振回路中电感和电容参数值，将LC串联谐振回路的谐振频率调整所 述应达到的谐振频率；根据驱动电路的等效负载情况，调整并联在电 容两端的开关的导通时间，使输出间歇式半正弦波形且达到压电变压 器处于谐振状态所需的工作频率。使用本发明提供的压电变压器驱动电路及输出电压控制方法，具 有以下有益效果(1) 当金属氧化物半导体晶体管MOS管导通或断开时，与MOS 管相连的电压为零，故可以大大降低MOS管的开关损耗；(2) 在压电变压器输入电压Ue不为零的前半个周期，其波形为半个正弦波，适用于压电变压器对正弦驱动电压的需求；(3) 在压电变压器输入电压uc为零的后半个周期，由于压电变 压器是个弹性体，可依靠贮存的弹性能，自动完成后半个周期的正弦 态振动，因此压电变压器的输出仍是一个完整的正弦波型；(4) 当压电变压器自身具有等效纯阻特性，即在某一个工作频 率下，其输入电压与输入电流同相位(或相位差为兀)时，驱动电路 工作母线电压本身以半正弦方式变动，这样调整其工作频率，就可以 实现包含驱动电路以及压电变压器在内的整个电路的全谐振特性，从 而大大提高了整个电路的效率。
图l为压电变压器的原理示意图；图2为现有传统压电变压器驱动电路结构及与压电变压器连接图；图3为压电变压器驱动电路的输入电压示意图； 图4为压电变压器驱动电路的输出电压示意图； 图5为现有技术中实用型压电变压器驱动电路结构及与压电变压器连接图；；图6为本发明实施例压电变压器驱动电路结构及与压电变压器连接图；图7为本发明实施例优选的压电变压器驱动电路结构及与压电变压器连接图；图8为当LC串联谐振频率与工作频率相近或一致时，且压电变压 器无负载时驱动电路输出的电压波形；图9为当LC串联谐振频率与工作频率相近或 一致时，且压电变压器有负载时驱动电路输出的电压波形；图io为实施例中驱动电路的输出电压波形。图ll为本发明压电变压驱动电路的输出电压控制方法流程图。图l中1、压电变压器；101、驱动部分；102、发电部分；具体实施方式
本发明提出的一种压变电压器驱动电路，结合附图和实施例说明 如下。实施例如图6所示本实施例压电变压器驱动电路结构及与压电变压器连 接图，该电路包括LC串联谐振回路，输入端与直流电压V,连接， 输出端与压电变压器连接；开关器件，并联连接在LC串联谐振回路 中电容的两端；开关控制器件，与开关器件连接，用于控制开关器件 的开关动作，使LC串联谐振回路的输出端输出间歇式半正弦波形电 压。如图7所示为优选的压电变压器驱动电路结构及与压电变压器连接图，LC串联谐振回路由相互串联的电感L3和电容C3构成，其 开关器件为金属氧化物半导体晶体管MOS3,金属氧化物半导体晶体管MOS3的栅极与开关控制器件连接，源极与电容C3接地一端连接，漏极与电容C3的另一端连接，开关控制器件通过波形电压控制金属氧化物半导体晶体管MOS3的导通和截止。LC串联谐振回路的输入 端连接直流母线电压Ui，压电变压器l的输入端并联接在LC谐振回 路中电容C3的两端al、 bl，因此压电变压器1作为LC谐振回路的 负载。通过控制金属氧化物半导体晶体管MOS3栅极输入的电压，可以 实现金属氧化物半导体晶体管MOS3的导通与截止，该导通与截止决 定了 MOS3的工作频率。当其中的LC串联谐振回路的谐振频率与金 属氧化物半导体晶体管MOS3的工作频率一致时，若压电变压器1无 负载电阻RL(即空载)，驱动电路及压电变压器1又无损耗时，压电变压器输入端即驱动电路的输出(电容C3两端)的电压Uc的电压波形如图8所示，具体为一直流分量与余弦波之和。当压电变压器有负 载，电路有损耗时，金属氧化物半导体晶体管MOS3必须有导通时间， 压电变压器输入端的波形如图9所示。由于上述驱动电路输出的正弦 波电压虽然存在一定的导通时间，但导通时间太短，且LC串联谐振 频率又与工作频率相近，因此以上述畸变了的波形驱动压电变压器都 不是理想波形。本实施例中，通过对LC串联谐振回路中的电感L3的电感值和电 容C3的电容值作出调整，使LC串联谐振回路的谐振频率与金属氧化 物半导体晶体管MOS3 (即变压器的并联谐振频率)的工作频率不一 致，且LC串联谐振回路的谐振频率大于MOS3的工作频率(即压电变 压器的并联谐振频率)，MOS3管的导通时间小于由工作频率确定的工 作周期的一半，优选地LC谐振回路的谐振频率为MOS3的工作频率的 1.4~1.6倍，MOS3的导通时间又为0.25 0.4倍的工作周期时，电容C两端的电压Uc (即变压器输入端电压)就呈现出如图10所示的间歇式 半正弦波波形，在每一个周期的前半个周期内，输出电压近似为半正 弦波形状，后半个周期内，则为零电压状态。。由于LC串联谐振回路的谐振频率/和谐振周期r由谐振回路中的电感L3和电容Q决定，具体为"=丄+& (1)2i C其中，Ri^为电感L3的等效内阻，丄为电感L3的电感值，C为电容 Q的电容值，其中R为驱动电路的负载，即为压电变压器从输入端看 进去的等效负载。MOS3的工作周期r。为r。 = r + r2 + ￡ (4)其中，r为LC串联谐振回路的谐振周期，、为MOS3的导通时间，s为间隙时间，可以为正也可以为负。本实施例中优选将LC谐振回路的谐振频率/设置为MOS3的工作 频率的l.5倍，即r。-i.5r,而72=0.47;。具体实施时，^根据驱动电路的负载(即带满负载的压电变压器) 来确定，通过调整^应使得驱动电路头半个周期(或接近半个周期) 有较为规整的半正弦输出，而后半个周期基本为一平直的零电压输 出。负载愈重，^愈大，负载愈轻，、愈少，从而可能出现^为正或 负。在头半个周期内驱动电路输出电压uc的表达式如下 Mc = w,[1 - eW cos+ M！ 2冗(# — 1 — 7)e" sin W( 8 )其中，",.为直流输入电压，r。为MOS3 (即变压器的并联谐振频率)的工作周期(见式(4)),即相当于压电变压器的谐振周期，、为MOS3的导通时间，r为LC串联谐振回路的谐振周期，S为间隙时间， Rt为电感L3的等效内阻，"由式(1)求得，w由式(2)求得。上式(8)中的在头半个周期内驱动电路输出电压iic的表达式还 可以釆用下式表示其中，物=2;/。_" (10)其中，",为直流输入电压，K为MOS3的工作周期(见式(4))，，r为LC串联谐振回路的谐振周期，c为间隙时间，p由式(i)求得， 由式(2)求得。本实施例中通过LC串联谐振电路的以上参数设置后，可以使驱动电路输出半正弦波形电压，这样做的好处是，当金属氧化物半导体晶体管MOS3管导通或断开时，与MOS3管相连的电压为零，故可以大 大降低MOS3管的开关损耗；在压电变压器输入电压Ue不为零的前半 个周期，其波形为半个正弦波，适用于压电变压器对正弦驱动电压的需求；在压电变压器输入电压uc为零的后半个周期，由于压电变压器 是个弹性体，可依靠贮存的弹性能，自动完成后半个周期的正弦态振 动，因此压电变压器的输出仍是一个完整的正弦波型。另外，当压电变压器自身具有等效纯阻特性，即在某一个工作频 率下，其输入电压与输入电流同相位(或相位差为兀)时(即达到谐振状态)，驱动电路工作母线电压本身以半正弦方式变动，这样调整 其工作频率，就可以实现包含驱动电路以及压电变压器在内的整个电路的全谐振特性，从而大大提高了整个电路的效率。如图ll所示为，压电变压器驱动电路的输出电压控制方法流程 图，该控制方法包括使驱动电路输出间歇式半正弦波形电压，及在达 到半正弦波形电压的情况下进一步调整参数使其达到全谐振的工作状态，前一种方法即先确定参数关系LC谐振回路的谐振频率为 MOS3的工作频率的1.4- 1.6倍，MOS3的导通时间又为0.25 ~0.4倍的工作周期时。后一种方法在前一种方法的基础上，包括步骤获取压 电变压器处于谐振状态所需的工作频率；由上述谐振频率与工作频率 的关系，确定达到全谐振状态时LC串联谐振回路应达到的谐振频率； 调整LC串联谐振回路中电感和电容参数值，将LC串联谐振回路的谐 振频率调整所述应达到的谐振频率，然后根据驱动电路等效负载大 小，调整至开关管导通时间，从而使间歇式半正弦波电压波形达到较 为完美的地步，且由该开关管导通时间确定的工作频率达到上述压电 变压器处于谐振状态所需的工作频率。本实施例中，驱动电路输入端的电压为42.5V，达到全谐振状态 时，具体设置的LC串联谐振回路中的电感和电容参数值为丄3=84////, C3=32"/， r0=15^， r2=6^通过以上设置，驱动电路输出端的间歇式半波正弦电压的最大 值"cmax 126K。本发明不仅特别适用于作为压电变压器的驱动电路，同样也适用 于作为零电压开关电路用，或其他需要此类波形的电路用。若LC串联谐振频率远远大于工作频率时(譬如是工作频率的IO 一1000倍时)，在一个工作周期内，半正弦波就变为很狭窄的尖脉冲， 其峰值可以是直流工作电压的几十倍至几百倍以上，形成一系列带长 间歇的高频尖脉冲串，该脉冲串可以用于电光源点火电路用。以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关 技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下， 还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明 的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。1权利要求
1、一种压电变压器驱动电路，其特征在于，所述驱动电路包括LC串联谐振回路，输入端与所述直流电压连接，输出端与压电变压器连接；开关，并联连接在所述LC串联谐振回路中电容的两端；开关控制器件，与所述开关连接，用于控制所述开关的开关动作，使所述LC串联谐振回路的输出端输出间歇式半正弦波形电压。
2、 如权利要求l所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，所述 开关为金属氧化物半导体晶体管，所述金属氧化物半导体晶体管的栅 极与所述开关控制器件连接，源极与所述电容接地一端连接，漏极与 电容的另一端连接，所述开关控制器件通过波形电压控制所述金属氧 化物半导体晶体管的导通和截止。
3、 如权利要求l所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，所述 LC串联谐振回路中电感和电容确定的谐振频率，大于由金属氧化物 半导体晶体管的导通和截止确定的工作频率，所述金属氧化物半导体晶体管的导通时间，小于由所述工作频率确定的工作周期的一半。
4、 如权利要求3所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，所述 谐振频率为所述工作频率的1.4 1.6倍，所述导通时间为所述工作周 期的0.25-0.4倍。
5、 如权利要求4所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，所述 谐振频率为所述工作频率的1.5倍，所述导通时间为所述工作周期的 0,4倍。
6、 如权利要求5所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，所述 LC串联谐振回路中电容的电容值为32nf，电感的电感值为84MH,金 属氧化物半导体晶体管的导通时间为6Ms,所述工作周期为15ns。
7、 一种使用权利要求l所述压电变压器驱动电路的输出电压控制 方法，该方法包括调整所述LC串联谐振回路中电感和电容参数值，使所述LC串联 谐振回路的谐振频率，大于由开关的开关动作确定的工作频率，所述 开关的关闭的时间，小于由所述工作频率确定的工作周期的一半，以使所述LC串联谐振回路的输出端为半正弦波电压。
8、 如权利要求7所述的压电变压器驱动电路的输出电压控制方 法，其特征在于，所述谐振频率与所述工作频率的关系为所述谐振 频率为所述工作频率的1.4 1.6倍，所述导通时间为所述工作周期的 0.25 ~0.4倍。
9、 如权利要求8所述的压电变压器驱动电路的输出电压控制方 法，其特征在于，该方法还包括步骤获取压电变压器处于谐振状态所需的工作频率；由所述谐振频率与所述工作频率的关系，确定达到全谐振状态时 所述LC串联谐振回路应达到的谐振频率；调整所述LC串联谐振回路中电感和电容参数值，将LC串联谐振 回路的谐振频率调整所述应达到的谐振频率；根据驱动电路的等效负载情况，调整并联在电容两端的开关的导 通时间，使输出间歇式半正弦波形且达到压电变压器处于谐振状态所 需的工作频率。
全文摘要
本发明提供了一种压电变压器驱动电路及其输出电压控制方法，该驱动电路的输入端接直流电压，输出端与压电变压器的输入端连接，驱动电路用于将直流电压转换为间歇式半正弦波电压，并输出给所述压电变压器，该输出电压控制方法，通过对驱动电路中的各器件参数调整，使工作频率与电路中的谐振频率满足一定关系，且开关器件的导通时间满足特定条件时，使驱动电路输出间歇式半正弦波电压，且可以达到驱动电路和压电变压器达到全谐振状态。本发明减少了开关器件的损耗，可以使包括驱动电路及压电变压器的整个电路处于全谐振状态，达到大大减小损耗，提高可靠性的目的。
文档编号H02M7/523GK101404462SQ20081011702
公开日2009年4月8日 申请日期2008年7月22日 优先权日2008年7月22日
发明者夏定豪, 陈维忠 申请人:夏定豪;陈维忠