专利名称：一种开关电源电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种开关电源，特别是指一种输出为50W以下相对低 输出的开关电源。
背景技术：
对于输出为50W以下相对低输出的直流电源电路来讲， 一直是使用如 图7所示的RCC(Ringing Choke C0Nvertor)方式开关电源电路。
在图7中，交流电源经整流器转成的直流电压提供给+端端子18和 一端端子19之间，变压器的励磁线圈25与作为第一开关的场效应管22 联接，场效应管22与作为第二开关的三极管23联接，并通过电容34、电 阻33、 31与激励线圈27的正极联接，三极管23的基极通过电容28、 二 极管30、电阻20与激励线圈27的正极联接，光电耦合器32中的光敏管 46的集电极与电阻33、 31的联接点联接，光敏管46的发射极与三极管 23的基极联接，光电耦合器32中的发光二极管45、电阻44、 48、稳压管 47联接于输出线圈26的输出电路中。当变压器24的励磁线圈25中产生 电压，激励线圈27也产生电压，通过联接在输出电路中的光电耦合器32， 调节三极管23的导通截止，从而达到控制作为第一开关的场效应管22的 开关时间的目的。图7所显示的开关电源电路，商业用的输入交流电即使 高低不稳定时，输出电压可以为一定，而且在输出电流增加时输出电压也 基本没有变化。此外，在开关的频率在数十到数百kHz极高的状态时，变 压器可以采用小型化，使整个开关电源的体积也小型化。
上述已有的RCC型开关电源中，包含轻负荷在内的无负荷的状态下， 自激振荡不仅不会停止，或者说比起平常运转来说是高频率数的自激振 荡，RCC型的开关电源自激振荡用的电容28，吸收电路38的电容36，平 滑用的电容41等充放电电流，因线圈和电阻器等的负荷电阻而产生的 发热会消耗电力使得开关损失变大。特别是有在无负荷时，也会产生不必 要的损失使其满足节电规定是一个很难解决的问题。
实用新型内容
本实用新型需解决的技术问题是提供一种以价廉，小型、高频、高可靠、低噪声、抗干扰、无负荷时降低电力消耗、符合各国省电规定的开关 电源。
为解决上述技术问题本实用新型采用的技术方案是
一种开关电源电路，包括有与交流电源联接的整流器、正端端子、负 端端子、变压器、第一开关和控制第一开关开关时间的第二开关，整流器 与正端端子和负端端子联接，变压器、第一开关和第二开关联接于正端端 子和负端端子之间，所述的变压器包括初级端的励磁线圈、次级端的输出 线圈和激励线圈，励磁线圈与第一开关联接，该第一开关与第二开关联接， 激励线圈通过感应反馈调节回路与第二开关联接，输出线圈经输出端与负 荷联接。
作为上述方案的优选方案是所述的第一开关和第二开关均为三极 管，在正端端子和负端端子之间并联接有平滑电容，正向端子与启动用电 阻和励磁线圈的绕线开始端联接，励磁线圈的另一端与第一开关三极管的 集电极联接，第一开关三极管的发射极与负端端子连接，基极与作为第二 开关的三极管的集电极联接，在第一开关三极管的基极、第二开关三极管 基极和激励线圈之间联接有电容、定时电容、感应电容、电阻、充电电阻、 齐纳二极管、二极管和误差增幅调节三极管组成的感应反馈调节回路，电 容的一端与第一开关三极管的基极连接，电容的另一端通过电阻、充电电 阻、定时电容与负端端子连接，充电电阻和定时电容的连接点与第二开关 三极管的基极和误差增幅调节三极管的集电极连接，误差增幅调节三极管 的基极通过齐纳二极管和充电电阻、电阻的连接点和激励线圈的正极连 接。
在励磁线圈的两端设有为了防止在开关电源切换的过渡状态时发生 的高尖刺电压的吸收电路，所述的吸收电路由二极管、电容、电阻组成， 电容的一端与电阻的一端、励磁线圈的绕线开始端联接，电容另一端与二 极管串联后联接于励磁线圈的另一端，电阻的另一端联接于电容和二极管 的联接点上。
作为本实用新型另一优选方案是所述的第一开关和第二开关均为三 极管，在正端端子和负端端子之间并联接有平滑电容，正向端子与启动用 电阻和励磁线圈的绕线开始端联接，励磁线圈的另一端与作为第一开关的 三极管的集电极联接，此三极管的发射极与负端端子连接，此三极管的基极与作为第二开关的三极管的集电极联接，在第一开关三极管的基极、第 一开关三极管集电极和激励线圈之间联接有电容、定时电容、感应电容、 电阻、充电电阻、齐纳二极管、检波二极管、误差增幅调节管和感应线圈 组成的感应反馈调节回路，电容的一端与第一开关三极管的基极和第二开 关三极管的集电极联接，电容的另一端通过电阻、充电电阻、定时电容和 负端端子联接，充电电阻和定时电容的联接点与第二开关三极管的基极以 及误差增幅调节三极管的集电极联接，误差增幅调节三极管的基极通过齐 纳二极管和充电电阻、电阻的联接点联接，同时还和激励线圈的正极联接， 感应线圈的绕线开始端联接激励线圈的绕线结束端，绕线结束端与检波二 极管的阳极和感应电容正极联接，感应电容和检波二极管的联接点通过电 阻与误差增幅调节三极管的发射极联接，误差增幅调节三极管的基极以标 准电压齐纳二极管为中介连接激励线圈和感应线圈的连接点，误差增幅调 节三极管集电极与第二开关三极管的基极和定时电容的联接点联接。
所述的感应线圈与输出线圈的输出电压成正比，感应线圈的巻数与输 出线圈相同或超过。
在励磁线圈的两端设有为了防止在开关电源切换的过渡状态时发生 的高尖刺电压的吸收电路，所述的吸收电路由二极管、电容、电阻组成， 电容的一端与电阻的一端、励磁线圈的绕线开始端联接，电容另一端与二 极管串联后联接于励磁线圈的另一端，电阻的另一端联接于电容和二极管 的联接点上。
本实用新型有益效果是从激励线圈或者感应线圈发生的回授电压可 以间接的检出输出直流电压，和齐纳二极管的齐纳电压比较，由误差增幅 用的电晶体向定时电容所供给的电流发生变化，此定时电容的充放电时间 发生变化引起第二开关管的幵关时间的变化，从而控制第一开关管的开关 时间，所以无负荷或者轻负荷时可减低自激振荡频率数，也有控制开关损 失的效果。另外不必像已有的开关电源那样由光电耦合器或输出电压的检 出电路从次级端反馈到到初级端，甚至初级端和次级端之间的绝缘也变得 容易，还有就是不需要高价的电极，在价廉提供的同时激振荡频率数也 可高达数十-数百kHz，特别是在变压器极小型化时随之产生全体构成小型 化的效果。因感应线圈的绕线数相同或高于输出线圈的绕线数引起相同或 高于输出电压的电压时可使感应电容正确发生，相对于输出电压的标准电压也有让误差减少的效果。感应电容的负极直接和输入端子连接，不太
受到杂音影响，有着更加稳定的开关运作的效果。
图1是本实用新型的实施例1电路原理图2是实施例1电路在空载运行时各部分波形示意a、 一开关三极管60集电极与发射极电压Vce的波形；
b、 定时电容55两端电压Vc的波形；
c、 感应电容58两端电压Vs的波形；
d、 第一开关三极管60集电极电流Id的波形；
e、 输出线圈64中电流Io的波形；
f、 激励线圈65中的电压Vd的波形；
g、 输出线圈64中电压Ve波形；
图3是实施例1电路轻载运行时以上各部分波形示意图； 图4是实施例1电路在满载运行各部分波形示意图； 图5是本实用新型的实施例2电路原理图； 图6是本实用新型的实施例3电路原理图7是现有技术开关电源电路原理图。
具体实施方式
为了便于本领域技术人员的理解，下面将结合具体实施例及附图对本
实用新型结构原理作进一步详细描述
参见图1所示， 一种开关电源电路，包括有与交流电源联接的整流器
13、正端端子18、负端端子19、变压器62、第一开关和控制第一开关开 关时间的第二开关，整流器13与正端端子18和负端端子19联接，变压 器62、第一开关和第二开关联接于正端端子18和负端端子19之间，所述 的变压器62包括初级端的励磁线圈63、次级端的输出线圈64和激励线圈 65，励磁线圈62与第一开关联接，该第一开关与第二开关联接，激励线 圈65通过感应反馈调节回路与第二开关联接，输出线圈63经输出端与负 荷17联接。.
所述的第一开关和第二开关分别为三极管60和三极管54，在正端端 子18和负端端子19之间并联接有平滑电容20，正向端子18与启动用电 阻50和励磁线圈63的绕线开始端联接，励磁线圈63的另一端与三极管60的集电极联接，三极管60的集电极与负端端子19连接，三极管60的 基极与作为第二开关的三极管54的集电极联接，在三极管60的基极、三 极管54的基极和激励线圈65之间联接有电容51、定时电容55、感应电 容58、电阻52、 57、充电电阻53、齐纳二极管56、 二极管59和误差增 幅调节三极管67组成的感应反馈调节回路，电容51的一端与三极管60 的基极连接，电容51的另一端通过电阻52、充电电阻53、时机电容55 与负端端子19连接，充电电阻53和定时电容55的连接点与三极管54的 基极和误差增幅调节三极管67的集电极连接，误差增幅调节三极管67的 基极通过齐纳二极管56和充电电阻53,电阻52的连接点和激励线圈65 的正极连接。
在励磁线圈63的两端设有为了防止在开关电源切换的过渡状态时发 生的高尖刺电压的吸收电路，所述的吸收电路由二极管35、电容36、电 阻37组成，电容36的一端与电阻37的一端、励磁线圈63的绕线开始端 联接，电容36另一端与二极管35串联后联接于励磁线圈63的另一端， 电阻37的另一端联接于电容36和二极管35的联接点上。
在图中变压器62的励磁线圈63，输出线圈64，激励线圈65中的黑 点端表示绕线开始端。
如图2，是本实用新型实施例1在不接负荷17时各部分运作的波形图。 参照图1、图2，当正端端子18和负端端子19之间的加有直流电压时， 就会有电流通过启动用电阻50流向第一开关三极管60的基极。此时，即 tl时刻，第一开关三极管60在瞬间成为导通(ON)状态，其集电极与发 射极间的电压Vce接近OV，如图2a部分所示。这时励磁线圈63两端电 压和输入电压相同，设输入电压为Vi，励磁线圈63的匝数为N1，输出线 圈64的匝数为N3，输出线圈两端电压Ve为ViXN3/Nl，如图2g部分所 示，极性与输入电压极性相反。激励线圈65两端电压Vd极性与输入电压 方向相同，如图2 f部分.此时整流二极管40和检波二极管59不导通。
激励线圈65中产生的电压Vd，通过电阻52和电容51以电流形式流 向第一开关三极管60的基极，使其保持ON状态。同时通过充电电阻53 对定时电容55充电，如图2b部分。当充电到t2时刻，定时电容55的两 端电压Vc值达到Vtu时，也就是达到第二开关三极管54导通的阈值电压时，三极管54导通，成为0N状态。这时第一开关管60的基极电位被 拉低，变为OFF状态，如图2 a部分。
在第一开关管60从ON到OFF的过程中，流过励磁线圈63和第一开 关管60的集电极的电流Id波形如图2 d部分所示，呈有间歇锯齿状波形。
t2时刻，第一开关管60从0N到0FF的瞬间，导致励磁线圈63中电 流Id突然停止，这就使得励磁线圈63蓄积磁能源，此能源一路由输出线 圈64感应后通过整流二极管40以电流形式放出，即Io，波形如图2 e 部分。另一路经激励线圈65感应后向感应电容58和定时电容55充电。 当第一开关管60为OFF状态时，因为励磁线圈63，激励线圈65，以及 输出线圈64根据反激(fly back)原理各自的电压极性反向。激励线圈65 和输出线圈64端电压分别如图2 f部分、g部分所示。
t2时刻，根据fly back原理，各自的电压极性成为反向的瞬间，定 时电容55结束充电通过电阻53、激励线圈65，再回到定时电容55的闭 合电路反向放电，如图2 b部分所示。
t2时刻，激励线圈65中反激得到的电压通过检波二极管59向感应 电容58充电，如图2c部分。在不连接负荷17时，励磁线圈63蓄积的磁 能源主要通过激励线圈65释放，即给感应电容58充电，t3时感应电容 58两端电压Vs超过齐纳二极管56的齐纳电压(标准电压Vref)，疏通齐 纳二极管56向误差增幅调节三极管67的基极提供电流，开启误差增幅调 节三极管67。电流从感应电容58流向电阻57、误差增幅调节三极管67 的发射极、集电极，给定时电容55充电，阻止其放电过程，如图2 b部 分。这样使得第二开关管54发射结电压下降到关闭阈值Vtl之前电压回 升，所以第2开关电极的电晶体54保持ON状态。延长了第一开关管的关 闭时间，节省了资源。
t4时感应电容58的电荷，作为误差增幅调节三极管67的基极电流和 集电极电流放电，其电压会降低。误差增幅调节三极管67的基极电流为 零的时候，不能给定时电容55充电，定时电容55慢慢放电，到t5时电 压Vbe下降到关闭阈值Vtl以下，此时一直是ON状态的第二开关三极管 54变成OFF状态。通过再次启动电阻50，将电流供给第一开关管60基 极，第一开关管呈ON状态。以上tl-t5作为一个周期反复运作。以上在无负荷的作用时，为了减少电力消耗延长第一开关管关闭时间
降低发振频率数，可增大电阻57和减少误差增幅调节三极管67的集电极 电流，也可放大感应电容58和增大放电的时间常数。这样无负荷时的发 振频率数尽量降低减少电源无负荷时的开关损失，从而可以提供对应节电 规定的电源。但无负荷时的发振频率数降低虽然能将开关损失减少到最 低，但如果太低则可能会出现被视为杂音(可听音)的发振音，故控制在 10-20kHz程度为最佳。
对照图2、图3可看出从无负荷变为轻负荷运作时波形的不同。 负荷17比较小的时候，感应电容58充电的电荷会变少，但比起齐纳 二极管56的齐纳电压(Vref)，感应电容58中发生的电压稍高，因此和前 述无负荷时相同，误差增幅调节三极管67变成0N，只是感应电容58充电 的电荷很少，从感应电容58通过误差增幅调节三极管67对定时电容55 充电的时间变短。感应电容55充电后，Vbe在前述关闭阈值Vtl以上所维 持的时间变少，和无负荷时相比开关周期变短以更快的频率数进行发振。 图4是本实用新型满负荷时的工作波形图。
负荷17比较大的时候，感应电容58中发生的电压不能超过齐纳二极 管56的齐纳电压(Vref)。因此不能通过齐纳二极管56供给误差增幅调 节三极管的基极电流，使得误差增幅调节三极管67不能开启，感应电容 58也就不能向定时电容55充电，如图4b部分所示。定时电容55放电， 两端电压Vc迅速下降到前述关闭阈值Vtl，使的开关电源以通常的高频 率数进行发振。
本实用新型开关电源电路的输出电压稳定原理在图1、图4基础上说明。 输出电压Vo是输出线圈64中产生的电压Ve在整流二极管40和平潜 电容41整流平滑后的产物，图7所示已有的RCC方式的电路中此输出电 压Vo在输出端直接检出，使用光电耦合器32等在初级端反馈后执行输出 电压Vo的控制。
本发明中在激励线圈65中发生的电压Vd波形具有和输出线圈64发生 的电压Ve波形的相似性，对激励线圈65发生的电压Ve进行和输出线圈 64的电压相同的整流后，体现在感应电容58中的电压Vs，看作输出电压 Vo的检出电压。Vo和Vs之间为Vs/Vc^N2/N3(N2是激励线圈65的匝数， N3是输出线圈64的匝数)的关系。假设输出电压Vo比设定值高的话，电压Vd也会变高，通过电阻53 向定时电容55充电，定时电容55在急速充电后使得第二开关三极管54 的基极电压到达导通阈值电压的时间縮短。由此，第一开关三极管60导 通的时间縮短，使输出电压Vo降低。
反之，输出电压Vo比设定值低的话，会出现和上述相反的现象，第一 开关三极管60导通的时间变长，输出电压Vo变高。
因此，通过控制定时电容55的充放电时间，也控制了第一开关三极 管60导通的时间的时间，使得输出电压Vo保持一定。
如图5所示，本实用新型实施例2电路原理图，第一开关和第二开关 分别为三极管60和三极管54，在正端端子18和负端端子19之间并联接 有平滑电容20，正向端子18与启动用电阻50和励磁线圈63的绕线开始 端联接，励磁线圈63的另一端与三极管60的集电极联接，三极管60的 集电极与负端端子19连接，三极管60的基极与作为第二开关的三极管54 的集电极联接，在三极管60的基极、三极管54的基极和激励线圈65之 间联接有电容51、定时电容55、感应电容58、电阻52、 57、充电电阻53、 齐纳二极管56、检波二极管59、误差增幅调节管67和感应线圈66组成 的感应反馈调节回路，电容51的一端与三极管60的基极和三极管54的 集电极联接，电容51的另一端通过电阻52、充电电阻53、定时电容55 和负端端子19联接，充电电阻53和定时电容55的联接点与三极管54的 基极以及误差增幅调节三极管67的集电极联接，误差增幅调节三极管67 的基极通过齐纳二极管56和充电电阻53、电阻52的联接点联接，同时还 和激励线圈65的正极联接，感应线圈66的绕线开始端联接激励线圈65 的绕线结束端，绕线结束端与检波二极管59的阳极和感应电容58正极联 接，感应电容58和检波二极管59的联接点通过电阻57与误差增调节三 极管67的发射极联接，误差增调节三极管67的基极以标准电压齐纳二极 管56为中介连接激励线圈65和感应线圈66的连接点，误差增调节三极 管67集电极与三极管54的基极和定时电容55的联接点联接。
所述的感应线圈66与输出线圈64的输出电压成正比，感应线圈66 的巻数与输出线圈64相同或超过。
在励磁线圈63的两端设有为了防止在开关电源切换的过渡状态时发 生的高尖刺电压的吸收电路，所述的吸收电路由二极管35、电容36、电阻37组成，电容36的一端与电阻37的一端、励磁线圈63的绕线开始端 联接，电容36另一端与二极管35串联后联接于励磁线圈63的另一端， 电阻37的另一端联接于电容36和二极管35的联接点上。
如此连接，激励线圈65中发生的电压波形和感应线圈66中发生的电 压波形相似，所以对于感应电容58来讲得到和输出电压成正比的电压， 和图1的电路做等同的运作。感应线圈66的匝数N4在和输出线圈64的 匝数N3相同或超过时，输出电压也变为相同或大于电压，可使感应电容 58正确发生电压，所以相对于输出电压的输出电压误差也会变少。
如图6所示，本实用新型实施例3电路原理图，与实施例1和2不同 的是，感应线圈66的绕线开始端连接激励线圈65的绕线结束端，绕线结 束端向着绕线开始端连接检波二极管59和感应电容58，检波二极管59 连接作为阴极端的绕线结束端，和作为阳极端的感应电容58端。感应电 容58和检波二极管59的连接点通过电阻57，连接误差增度电晶体67的 发射极。电晶体67的基极以标准电压齐纳二极管56为中介连接激励线圈 65和感应线圈66的连接点，集电极连接电晶体54的基极和定时电容55 的连接点。此电路和实际例子l以及实际例子'2运作原理相同，感应电容 58的负极端直接连接输入端子19，所以很难受到杂音的影响可以保持安 定的开关运作。
如图7所示，本实用新型所针对的现有技术电路原理图，已在背景技 术中有说明，牵此不在详述。
权利要求1、一种开关电源电路，包括有与交流电源联接的整流器(13)、正端端子(18)、负端端子(19)、变压器(62)、第一开关和控制第一开关开关时间的第二开关，整流器(13)与正端端子(18)和负端端子(19)联接，变压器(62)、第一开关和第二开关联接于正端端子(18)和负端端子(19)之间，其特征是所述的变压器(62)包括初级端的励磁线圈(63)、次级端的输出线圈(64)和激励线圈(65)，励磁线圈(62)与第一开关联接，该第一开关与第二开关联接，激励线圈(65)通过感应反馈调节回路与第二开关联接，输出线圈(63)经输出端与负荷(17)联接。
2、 根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征是所述的第一开关 和第二开关分别为三极管(60)和三极管(54)，在正端端子(18)和负端 端子(19)之间并联接有平滑电容(20)，正向端子(18)与启动用电阻(50) 和励磁线圈(63)的绕线开始端联接，励磁线圈(63)的另一端与三极管(60) 的集电极联接，三极管(60)的发射极与负端端子(19)连接，三极管(60) 的基极与作为第二开关的三极管(54)的集电极联接，在三极管(60)的基 极、三极管(54)的基极和激励线圈(65)之间联接有电容(51)、定时电 容(55)、感应电容(58)、电阻(52)、 (57)、充电电阻(53)、齐纳二极管(56)、 二极管(59)和误差增幅调节三极管(67)组成的感应反馈调节回 路，电容(51)的一端与三极管(60)的基极连接，电容(51)的另一端通 过电阻(52)、充电电阻(53)、时机电容(55)与负端端子(19)连接， 充电电阻(53)和时机电容(55)的连接点与三极管(54)的基极和误差增 幅调节三极管(67)的集电极连接，误差增幅调节三极管(67)的基极通过 齐纳二极管(56)和充电电阻(53)，电阻(52)的连接点和激励线圈(65) 的正极连接。
3、 根据权利要求2所述的开关电源电路，其特征是在励磁线圈(63) 的两端设有为了防止在开关电源切换的过渡状态时发生的高尖刺电压的吸 收电路，所述的吸收电路由二极管(35)、电容(36)、电阻(37)组成，电 容(36)的一端与电阻(37)的一端、励磁线圈(63)的绕线开始端联接， 电容(36)另一端与二极管(35)串联后联接于励磁线圈(63)的另一端， 电阻(37)的另一端联接于电容(36)和二极管(35)的联接点上。
4、 根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征是所述的第一开关和第二开关分别为三极管(60)和三极管(54)，在正端端子(18)和负端 端子(19)之间并联接有平滑电容(20)，正向端子(18)与启动用电阻(50) 和励磁线圈(63)的绕线开始端联接，励磁线圈(63)的另一端与三极管(60) 的集电极联接，三极管(60)的发射极与负端端子(19)连接，三极管(60) 的基极与作为第二开关的三极管(54)的集电极联接，在三极管(60)的基 极、三极管(54)的基极和激励线圈(65)之间联接有电容(51)、定时电 容(55)、感应电容(58)、电阻(52)、 (57)、充电电阻(53)、齐纳二极管(56)、检波二极管(59)、误差增幅调节三极管(67)和感应线圈(66)组 成的感应反馈调节回路，电容(51)的一端与三极管(60)的基极和三极管(54)的集电极联接，电容(51)的另一端通过电阻(52)、充电电阻(53)、 定时电容(55)和负端端子(19)联接，充电电阻(53)和定时电容(55) 的联接点与三极管(54)的基极以及误差增幅调节三极管(67)的集电极联 接，误差增幅调节三极管(67)的基极通过齐纳二极管(56)和充电电阻(53)、 电阻(52)的联接点联接，同时还和激励线圈(65)的正极联接，感应线圈(66)的绕线开始端联接激励线圈(65)的绕线结束端，绕线结束端与检波 二极管(59)的阳极和感应电容(58)正极联接，感应电容(58)和检波二 极管(59)的联接点通过电阻(57)与误差增幅调节三极管(67)的发射极 联接，误差增幅调节三极管(67)的基极以标准电压齐纳二极管(56)为中 介连接激励线圈(65)和感应线圈(66)的连接点，误差增幅调节三极管(67) 集电极与三极管(54)的基极和定时电容(55)的联接点联接。
5、 根据权利要求4所述的开关电源电路，其特征是所述的感应线圈 (66)与输出线圈(64)的输出电压成正比，感应线圈(66)的巻数与输出线圈(64)相同或超过。
6、 根据权利要求4或5所述的开关电源电路，其特征是在励磁线圈 (63)的两端设有为了防止在开关电源切换的过渡状态时发生的高尖剌电压的吸收电路，所述的吸收电路由二极管(35)、电容(36)、电阻(37)组成， 电容(36)的一端与电阻(37)的一端、励磁线圈(63)的绕线开始端联接， 电容(36)另一端与二极管(35)串联后联接于励磁线圈(63)的另一端， 电阻(37)的另一端联接于电容(36)和二极管(35)的联接点上。
专利摘要本实用新型公开了一种开关电源电路，包括有与交流电源联接的整流器、正端端子、负端端子、变压器、第一开关和控制第一开关开关时间的第二开关，整流器与正端端子和负端端子联接，变压器、第一开关和第二开关联接于正端端子和负端端子之间，所述的变压器包括有初级端的励磁线圈、次级端的输出线圈和激励线圈，励磁线圈与第一开关联接，该第一开关与第二开关联接，激励线圈通过感应反馈调节回路与第二开关联接，输出线圈经输出端与负荷联接。本实用新型开关电源电路具有价廉，小型、高频、高可靠、低噪声、抗干扰、无负荷时降低电力消耗、符合各国省电规定的特点。
文档编号H02M3/24GK201226494SQ20082011259
公开日2009年4月22日 申请日期2008年5月19日 优先权日2008年5月19日
发明者仲井厚一 申请人:天宝国际兴业有限公司