专利名称：具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平dc-dc变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种三电平DC-DC变换器，具体地说，它是一种具有倍频 输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器。
背景技术：
在已有技术中，有一种已被应用的二极管箝位式三电平DC-DC变换 器，如图23所示，其中的主变换器2'由一个桥路构成，在该桥路的每个 桥臂上设有两个串联的开关管，在每个桥臂的中点设有一个箝位二极管。 由控制电路按照图24 31中的时序分别控制桥路中开关管S1 S8的导通 与截止，其变换的工作状态如下
工作状态l:开关S/、 S2'和开关S/、 S8，导通，变压器Ti原边绕 组 两端承受的电压为Vin;通过箝位二极管Db2将开关S^、 S6'的电压 箝位至VJ2，并通过Db3将S3、 S4的电压箝位至VJ2。
工作状态2:开关S/， Dw和开关S/、 S8'导通，变压器T，原边绕 组N/两端承受的电压为Vin/2;通过箝位二极管Db2将开关Ss'、 的 电压箝位至VJ2，并通过Db3将S/、 S4，的电压箝位至Vin/2;并通过Dw
将S/的电压箝位至Vin/2。
工作状态3:开关S3'、 S4'和开关Ss'、 S6'导通，变压器Ti原边绕 组^两端承受的电压为-Vin;通过箝位二极管Dw将开关S/、 的电压 箝位至Vta/2,并通过Db4将S/、 S8，的电压箝位至VJ2。
工作状态4:开关Ss', Db2和开关S^、 S/导通，变压器Ti原边绕 组Ni两端承受的电压为-Vin/2;通过箝位二极管Db4将开关S/、 S8'的电
压箝位至Vta/2，并通过Dw将S/、 S/的电压箝位至VJ2;并通过Db2 将S6，的电压箝位至VJ2。
通过主变换器的变换，在变压器的原边可得到如图32所示的电压波形， 经过整流后，可得到如图33所示的电压波形。通过上述主变换器的工作状态可以看出，由于Dm-Dm的箝位作用，桥 路中各开关管电压被箝位在Vin/2，从而使开关管的电压应力减小到VJ2。 从变压器的工作波形(图32)看出，变压器原边电压除了 Vin和换流时出 现的零电平外，还包含有Vin/2电平，但由于其脉宽比两电平变换的脉宽宽, 因此，该输出电压的伏秒值没有因为VJ2电平的加入而减小，所以变压器 体积没有减小。从整流器输出的电压波形(图33)看出，其最大值到最小 值的压差是Vin/2,而两电平换变的压差是Vin，因此，整流后输出电压的 谐波因中间电平的加入而明显减小，所以可减小LC滤波器的体积。
综上所述，虽然该变换器与两电平换变器相比，达到了减少开关器件 电压应力和减小LC滤波器体积的目的，但变压器的体积没有减小，还有 待做到更好。
发明内容
本发明的目的是针对已有技术中的问题，提供一种具有倍频输出磁路 耦合变压器的三电平DC-DC变换器，使其能够减小变压器的体积。 为实现上述目的，本发明的第一技术方案如下
它由一个直流电源Vin、箝位电容、主变换器、变压器1\、整流器和 LC滤波器连接构成，所述的箝位电容由两个电容C1、 C2串联构成，该两
个串联的电容并联在直流电源Vin的两端，其改进结构是所述主变换器由
两个桥路构成，每个桥路的桥臂上各设一个开关管，所述的第一桥路由开 关管S" S2、 S3、 S4连接构成，它的输入端与箝位电容C1并联，所述第二 桥路由开关管Ss、 S6、 S7、 Ss连接构成，它的输入端与箝位电容C2并联， 所述的变压器Ti由两个原边绕组 、N2及一个次边绕组N3构成，所述第 一桥路的输出端与该变压器的原边绕组K相接，所述第二桥路的输出端与 该变压器的原边绕组N2相接，所述变压器l的次边绕组N3与整流器的输 入端相接，整流器的输出端接LC滤波器。 本发明的第二技术方案如下
它由一个直流电源Vin、箝位电容、主变换器、变压器Tu、整流器和 LC滤波器连接构成，其特征是所述的箝位电容由四个串联的电容Cu、 C12、 C13、 C"构成，该四个串联的电容并联在直流电源Vin的两端，所述
4的主变换器(12)由两个半桥路构成，每个半桥路的桥臂上设一个开关管, 所述的第一半桥路由开关管Su、 Su串联构成，并且它的输入端并联在串联 电容Cu、 Cu的两端，所述第二半桥路由开关管S13、 Sw串联构成，并且 它的输入端并联在串联电容C13、 C"的两端，所述的变压器T 由两个原 边绕组Nu、 Nu及一个次边绕组Nu构成，所述第一半桥路的输出端与该 变压器的原边绕组Nu相接，所述第二半桥路的输出端与该变压器的原边绕 组Nu相接，所述变压器Tu的次边绕组Nu与整流器的输入端相接，整流 器的输出端接LC滤波器。
本发明与已有技术相比的特点如下
一、 本发明利用电容箝位开关器件，使开关器件的电压应力减小为 Vin/2,达到了与已有技术相同的水平。
二、 本发明变压器的两个原边绕组共用一个磁路，等效提高了磁芯的 工作频率，减小了变压器的体积。
三、 本发明利用变压器的倍频输出达到了与现有变压器相同的输出效 果，同样减小了LC滤波器体积，达到与已有技术相同的水平。
因此，本发明在同样减小开关器件电压应力和LC滤波器体积的条件 下，又减小了变压器的体积，所以，优于已有技术。
图1、本发明的电路原理图之一。
图2、开关管&的控制信号时序图。
图3、开关管S2的控制信号时序图。
图4、开关管S3的控制信号时序图。
图5、开关管S4的控制信号时序图。
图6、开关管Ss的控制信号时序图。
图7、开关管S6的控制信号时序图。
图8、开关管S7的控制信号时序图。
图9、开关管S8的控制信号时序图。
图10、变压器原边绕组Ni的工作波形图。
图ll、变压器原边绕组N2的工作波形图。图12、变压器次边绕组N3的工作波形图。 图13、 LC滤波前的工作波形图。
图14、本发明变压器原边绕组与已有变压器原边绕组工作波形的比较图。
图15、本发明LC滤波前与已有LC滤波前的工作波形比较图。 图16、本发明的电路原理图之二。 图17、图16中开关管Su的控制信号时序图。 图18、图16中开关管Su的控制信号时序图。 图19、图16中开关管S"的控制信号时序图。 图20、图16中开关管S14的控制信号时序图。 图21、图16中变压器原边绕组Nu、 Nu耦合在一起的工作波形图。 图22、图16中LC滤波前的工作波形图。 图23、已有二极管箝位式三电平DC-DC变换器的电路原理图。 图24、图23中开关管S/的控制信号时序图。 图25、图23中开关管S/的控制信号时序图。 图26、图23中开关管S3'的控制信号时序图。 图27、图23中开关管S/的控制信号时序图。 图28、图23中开关管Ss'的控制信号时序图。 图29、图23中开关管S6'的控制信号时序图。 图30、图23中开关管S/的控制信号时序图。 图31、图23中开关管S^的控制信号时序图。 图32、图23中变压器原边绕组N/的工作波形图。 图33、图23中LC滤波前的工作波形图。
具体实施方式
实施例l
本例是一种主变换器为全桥结构的三电平DC-DC变换器。 参见图1,它由一个直流电源Vin、箝位电容1、主变换器2、变压器 1\、整流器3和LC滤波器4连接构成，所述的箝位电容2由两个电容Cl、 C2串联构成，它们并联在直流电源Vin的两端，所述的主变换器2由两个桥路构成，其中第一桥路由开关管St、 S2和开关管S3、 S4先两两串联后再 并联构成，它的输入端并接在箝位电容Q上；所述第二桥路也是由开关管 Ss、 S6和开关管S7、 Ss先两两串联后再并联构成，它的输入端并接在箝位 电容C2上；所述的变压器L由两个原边绕组 、N2及一个次边绕组N3
构成，所述第一桥路的输出端与该变压器的原边绕组Ni相接，所述第二桥 路的输出端与该变压器的原边绕组N2相接，所述变压器的次边绕组1\3与
整流器3的输入端相接，整流器的输出端接LC滤波器4。其中整流器可以 是全波整流器，也可以是半波整流器。
由控制电路按照图2 9中的时序分别控制主变换器2中的开关管& Ss的导通与截止，从而进行直-交变换。其工作状态如下
工作状态l:开关&、 S4导通，变压器T^原边绕组Ni两端承受的电压
为VJ2;通过Q将开关S3、 S2的电压箝位至VJ2，并通过C2将Ss、 S6、
S7及Ss的电压箝位至Vin/4。
工作状态2:开关S2、 S3导通，变压器Ti原边绕组K两端承受的电压 为-Vin/2;通过d将开关Sn、 S4的电压箝位至Vin/2,并通过C2将Ss、 S6、
S7及S8的电压箝位至Vin/4。
工作状态3:开关Ss、 Ss导通，变压器l原边绕组N2两端承受的电压
为VJ2;通过C2将开关S6、 S7的电压箝位至VJ2，并通过d将&、 S2、
S3及S4的电压箝位至Vin/4。
工作状态4:开关S6、 S7导通，变压器L原边绕组N2两端承受的电
压为-VJ2;通过C2将开关Ss、 Ss的电压箝位至Vin/2，并通过d将&、 S2、 S3及S4的电压箝位至Vin/4。
通过上述开关控制，在变压器原边绕组&、 N2中可得到如图10、 11 所示的电压波形，同时，在变压器次边绕组N3中感应输出如图12所示的 电压波形，该电压经过整流器3的整流后输出如图13所示的电压波形。在 变换期间，开关管承受的最大电压应力为Vin/2。
参见图14，从图中可以看出，本发明变压器1^的伏秒面积是现有变压 器的三分之一，留出双原边绕组的体积余量，本发明变压器的体积至少可 比现有变压器小一倍。
7参见图15,从图中可以看出，LC滤波前电压VLc的最大值到最小值 之间的压差为Vin/2,与现有变换器Vu:'中的压差相同，因此，达到与已有 变换器相同的输出效果，使其保持了减小LC滤波器体积的优势。
实施例2
本例是一种主变换器为半桥结构的三电平DC-DC变换器。 参见图16，与上例不同的结构是所述的箝位电容11由四个串联的电容 Cu、 C12、 C13、 <:14组成，所述的主变换器12包括两个半桥路，每个半桥 路的桥臂上各设两个串联的开关管，所述的第一半桥路由开关管Su、 S12 串联构成，并且它们并联在串联电容Cu、 d2的两端，所述第二半桥路由 开关管Su、 S"串联构成，并且它们并联在串联电容C13、 C"的两端，所 述的变压器Tu由两个原边绕组Nu、 Nu及一个次边绕组Nu构成，所述第 一半桥路的输出端即电容C 、 d2的串联点和开关管Su、 Su的串联点与 该变压器的原边绕组Nu相接，所述第二半桥路的输出端即电容C13、 C13 的串联点和开关管Su、 S"的串联点与该变压器的原边绕组Nu相接。
通过控制电路按照图17 20中的时序分别控制开关管Su S"的导通 与截止，则在变压器T 的次边同样可以感应输出与上例相同的电压波形， 如图21所示，经过整流器13的整流后，在LC滤波器14的输出端也得到 与上例相同的电压波形，如图22所示，在此变换期间，开关管承受最大的 电压应力为VJ2。
权利要求
1、一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器，它由一个直流电源Vin、箝位电容(1)、主变换器(2)、变压器T1、整流器(3)和LC滤波器(4)连接构成，所述的箝位电容(1)由两个电容C1、C2串联构成，该两个串联的电容并联在直流电源Vin的两端，其特征是所述主变换器(2)由两个桥路构成，每个桥路的桥臂上各设一个开关管，所述的第一桥路由开关管S1、S2、S3、S4连接构成，它的输入端与箝位电容C1并联，所述第二桥路由开关管S5、S6、S7、S8连接构成，它的输入端与箝位电容C2并联，所述的变压器T1由两个原边绕组N1、N2及一个次边绕组N3构成，所述第一桥路的输出端与该变压器的原边绕组N1相接，所述第二桥路的输出端与该变压器的原边绕组N2相接，所述变压器T1的次边绕组N3与整流器(3)的输入端相接，整流器(3)的输出端接LC滤波器(4)。
2、 一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器， 它由一个直流电源Vin、箝位电容(11)、主变换器(12)、变压器Tu、 整流器(13)和LC滤波器(14)连接构成，其特征是所述的箝位 电容(11)由四个串联的电容Cu、 C12、 C13、 Cw构成，该四个串联 的电容并联在直流电源Vin的两端，所述的主变换器(12)由两个半 桥路构成，每个半桥路的桥臂上设一个开关管，所述的第一半桥路由 开关管Su、 Su串联构成，并且它的输入端并联在串联电容Cu、 C12 的两端，所述第二半桥路由开关管S13、 S,4串联构成，并且它的输入 端并联在串联电容Cu、 Cw的两端，所述的变压器Tu由两个原边绕 组Nu、 Nu及一个次边绕组Nu构成，所述第一半桥路的输出端与该 变压器的原边绕组Nu相接，所述第二半桥路的输出端与该变压器的 原边绕组Nu相接，所述变压器T 的次边绕组Nu与整流器(13) 的输入端相接，整流器(13)的输出端接LC滤波器(14)。
全文摘要
本发明是一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器。它由直流电源V<sub>in</sub>、箝位电容1、主变换器2、变压器T<sub>1</sub>、整流器3和LC滤波器4连接构成，其中主变换器由两个桥路或两个半桥路构成，在各桥臂上设有一个开关管；变压器由两个原边绕组和一个次边绕组构成。本发明利用电容箝位开关管，使开关管的电压应力减小为V<sub>in</sub>/2；同时，变压器的两个原边绕组共用一个磁路，等效提高了磁芯的工作频率，减小了变压器的体积；本发明又利用变压器的倍频输出同样减小了LC滤波器体积。因此，本发明在同样减小开关器件电压应力和LC滤波器体积的条件下，又减小了变压器的体积，所以，优于已有二极管箝位式三电平DC-DC变换器。
文档编号H02M1/14GK101552559SQ20091002081
公开日2009年10月7日 申请日期2009年1月6日 优先权日2009年1月6日
发明者勇 石 申请人:西安爱科电子有限责任公司