开关式电源器件和开关式电源控制电路的制作方法

专利名称：开关式电源器件和开关式电源控制电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关式电源器件和开关式电源控制电路，其包括具有电流谐振电 感器和电流谐振电容器的串联谐振电路；本发明特别涉及一种用于消除轻负载之下的电流 回流的开关式电源器件和开关式电源控制电路。
2.
背景技术：
包括图7所示电流谐振型转换器的开关式电源器件是现有技术中已知的开关式 电源器件。在这种电流谐振转换器中，输入DC电压Vi被加到具有谐振电感器Lr和谐振电 容器Cr的串联谐振电路，并且由M0SFET (金属-氧化物-半导体场效应晶体管)或相似器 件构成的两个主开关元件Qa、Qb被导通和截止，从而控制电能转换变压器T的初级绕组Ll 中流动着的主侧电流的路径，使得正弦电流在变压器T的初级绕组L1中流动。变压器T的 次级绕组L2和三次绕组L3(其中绕组比率L1 : L2 : L3是n : 1 : 1)连接到用于对感 应的二次电流11、12分别进行整流的整流二极管D1、D2，并且还连接到用于使到负载LD的 输出电压V。平滑的输出电容器C。。此外，到负载LD的输出电压V。被反馈给驱动电路3，以 通过误差放大器1和VCO(电压受控振动器)2来导通和截止主开关元件Qa、 Qb，并且在变 压器T的初级绕组L1中流动的电流以及上述电压都受到控制，从而将输出电压V。控制在 恒定电压处。VC0 2的作用在于，根据误差放大器1的输出，当输出电压V。被判定为高于预 定电压或负载是较轻的时候，输出频率就提高，并且当输出电压V。被判定为低于预定电压 或负载是较重的时候，输出频率就降低。 然而，当把这种开关式电源器件用作低电压大电流电源时，当变压器T的次级一 侧设置的整流二极管D1和D2中有二次电流I1和12流动时，就出现了因横跨整流二极管 Dl、 D2的正向电压降VF所导致的大电流损耗VpXI。。该电流1。代表二次电流II和12中 的任一个。 因此，使用了一种单独激励驱动型电流谐振电路，其中连接了具有低导通态阻抗 的M0SFET Qsl、 Qs2并以它们作为用于同步整流的开关元件，如图8所示，Qsl、 Qs2替代了 整流二极管D1、D2以便执行同步整流，从而减小这种电能损耗。图8中的M0SFET Qsl、Qs2 受到驱动电路3的控制，以便伴随着主侧的主开关元件Qa、Qb导通和截止的工作频率(fop) 而同步地导通和截止，并且二次电流II、 12被交替地存储在电容器C。中。
此处，考虑了图8的电流谐振转换器中的单独激励同步整流，其中图7中的次级一 侧的整流二极管Dl、 D2被具有低导通态阻抗的M0SFET Qsl、 Qs2替代。
同步整流方法包括自激励驱动方法和单独激励驱动方法。在单独激励驱动方法 中，由逻辑电路输出驱动信号，并且如果该逻辑电路被包括在电源IC(集成电路)中，则电 源制造商可以很容易地实现同步整流功能。因此，IC制造商已经提出各种单独激励驱动方 法(参阅美国专利7184280、美国专利申请2008/0055942、美国专利申请2005/0122753、日 本专利申请特开2005-198438以及日本专利申请特开2005-198375，下文会对它们进行描 述)。
现有技术的这种开关式电源器件被配置成使主开关元件Qa、 Qb执行开关操作，从 而通过电压转换变压器T获得任意的DC输出。在这种器件中，根据连接到二次一侧的负载 LD的大小，电容器C。上所累积的电荷被排放掉，使得出现了回流到变压器T的电流(返回 电流)，并且在回流区域中出现了电能损耗的问题。 相似地，考虑到单独激励驱动同步整流，下述内容被认为是足够了 M0SFET Qsl、 Qs2的同步驱动信号与用于控制主开关元件Qa、 Qb开关的栅极信号同步。但是，在实际情 况中，如果在每一个工作模式中并未检测到回流区域，并且上述信号并未被转换成与之同 步的驱动信号，则输出电容器C。上所累积的电荷就被排放掉，出现了回流到变换器T的电 流(返回电流)，且效率下降了。此外，还要关注因电能回流到变换器T的初级一侧而导致 的电路毁坏。 在图8的电流谐振转换器中，图7的电流谐振转换器的变压器T被显示成分解为
受激励的电感组件Lm以及理想的变压器Ti，并且呈现了工作原理以促进理解。此处，在解
释上述回流区域中的电能损耗之前，先解释电流谐振转换器的工作原理。 对于此处所示的电流谐振转换器，定义了两类基本的电流谐振频率frl和fr2，如
下面的方程(1)和(2)中那样。此处，Lr、Lm和Cr分别是谐振电感器Lr的电感、变压器T
的激励电感组件以及谐振电容器Cr的电容。 [El]frl=;;-/ T p …(i) [E2] 在图8的开关式电源器件中，当把电能提供给负载LD时，根据输出电压V。，横跨变 压器T的激励电感组件Lm两端的电压被固定在nX (V。+VF)处，激励电感组件Lm并不贡献 于电流谐振，并且通过在谐振电容器Cr和谐振电感器Lr所确定的第一谐振频率frl (参见 上述方程(l))处工作，将电能提供给次级一侧的电路。在这种情况下，激励电感组件Lm中 流动着的电流Im与谐振电路Ir之和作为充电/放电电流而流向谐振电容器Cr。此时，主 开关元件Qa、 Qb的工作频率(fop)受到VCO 2的控制，以便使输出电压V。稳定。
第二谐振频率fr2(参见方程(2))是当把电能提供给连接到变压器T的次级一侧 的负载LD时的谐振频率；理想的变压器Ti并不充当变压器，并且横跨变压器T的激励电感 组件Lm两端的电压并不被固定，使得谐振操作出现了，这主要是因为谐振电容器Cr的电容 Cr、谐振电感器Lr的谐振电感Lr以及激励电感组件Lm。 根据上述工作频率(fop)和第一谐振频率frl (下文简称为谐振频率)之间的关 系以及连接到变压器T的次级一侧的负载LD的大小，可以通过将操作划分为六个工作模式 (模式1到模式6)来考虑电流谐振转换器的特定谐振操作，正如图9所示那样。
S卩，在图9中，模式1-3是工作频率(fop)低于谐振频率frl的情况，模式4_6是 工作频率(f0p)等于或高于谐振频率frl的情况。如果连接的负载LD的大小是大于开关 式电源器件的额定负载(最大负载)的50%，则该状态是重负载(HL)状态；如果负载大小 是20-50%，则负载是轻负载(LL)状态；并且如果负载是小于20%，则该状态是非常轻的负载(VLL)状态。 下文利用附图10-15解释了在每一种模式中通过变压器T而感应的二次一侧的电 流波形。 此处，每一种工作模式中的回流区域是由工作频率(fop)与电流谐振转换器的谐 振频率frl之间的关系决定的，还是由负载LD决定的。工作频率(fop)随着电路参数和负 载状态而变化，但是谐振频率frl是由谐振电容器Cr和谐振电感器Lr的大小决定的。因 此，尽管如图8所示同步驱动信号Vgsl、 Vgs2与电源开关信号完全同步这样一种同步整流 是简单的方法，但是在这种情况下下文所描述的五个回流区域呈现出多个问题，并且解决 这些问题的手段是必需的。 S卩，在开关式电源器件的图10所示的第一工作模式(模式l)中，该开关式电源器 件通过各个栅极信号Vga、 Vgb导通和截止两个主开关元件Qa、 Qb从而提供二次电流II、 12，在开关操作的每一个半周期(Top/2)的第二个一半之中，如果用于同步整流的MOSFET Qsl、 Qs2没有被可靠地截止，则无法阻止二次电流II、 12的回流。这是因为在第一工作模 式中工作频率(fop)与谐振频率frl之间的关系是fop〈frl，使得即使谐振操作的半周 期(Tr/2)结束了，开关操作的半周期(Top/2)尚未结束。因此，当图10A-10B所示栅极信 号Vga、Vgb作为到图8所示同步整流MOSFET Qsl、Qs2的同步驱动信号Vgsl、Vgs2在不加 修改的情况下被输出时，在该定时区域(范围A)中有回流电流流动。 在第二工作模式(模式2)中，其中工作频率(fop)低于谐振频率frl，此外负载LD 处于轻负载(LL)状态中且与图10中出现回流的范围A是分离开的，要关心的是在图11所 示的范围B中也可能出现回流(定时的区域紧跟在主开关元件Qa或Qb被导通之后)。这 是因为在电流谐振转换器中，当负载LD稍微轻点时，谐振操作的开始的定时滞后于开关操 作的开始之后。操作过程使得当负载LD变得仍然较轻时，谐振操作的开始的定时也进一步 滞后。 相似的是，在第三工作模式(模式3)中，其中工作频率(fop)低于谐振频率frl， 此外负载LD处于负载很小的非常轻的负载状态(VLL)中，在范围A和范围B中都出现了回 流。在图12所示的谐振周期Tr的一半之内，范围C中也出现了回流，范围C等价于谐振已 结束的范围。 在第四工作模式(模式4)中，如图13所示，工作频率(fop)等于或大于谐振频率 frl，此外负载LD处于重负载(HL)状态中；在这种情况下，二次电流I1、12是连续的，所以 不必关心回流的出现。 在第五工作模式(模式5)中，如图14所示，工作频率(fop)等于或大于谐振频率 frl，此外负载LD处于轻负载(LL)状态中；范围D中出现了回流(范围D是紧跟在主开关 元件Qa或Qb被导通之后的定时的区域)。 在第六工作模式(模式6)中，其中工作频率(fop)等于或大于谐振频率frl，此 外该状态是负载非常轻的状态(VLL)，在图15所示的范围D中出现了回流。在范围E的区 域中，在两个主开关元件Qa、 Qb各自被导通的间隔中，在向次级一侧提供电能时也出现了 回流。这是因为在负载非常轻的状态(VLL)中，很少有能量被发送到次级一侧，所以在很 短的一段时间内谐振操作就结束了。因此，当把与栅极信号Vga、 Vgb同步的信号(相同的 信号)当作同步驱动信号Vgsl、 Vgs2施加到同步整流M0SFET Qsl， Qs2上时，在工作模式l-3、5和6中都出现了回流，所以在每一个相应区域(范围A-E)中有必要对同步驱动信号 Vgsl、Vgs2的信号波形进行定形。 因此，在常规开关式电源器件中，提供了CWP(恒定宽度脉冲)产生电路，该电路输 出恒定宽度脉冲(CWP)信号，该信号的脉冲宽度比栅极信号Vga、 Vgb的导通间隔要稍微窄 一些，以对同步整流MOSFET的同步驱动信号Vgsl、 Vgs2的波形进行定形(例如，参见美国 专利7184280) 。 S卩，当工作频率(fop)等于或高于谐振频率frl时，同步驱动信号Vgsl、 Vgs2与栅极信号Vga、 Vgb同步；当工作频率(fop)低于谐振频率frl时，使同步驱动信号 Vgsl、Vgs2与恒定宽度脉冲信号CWP同步地结束。这样，即使当具有低导通态阻抗的M0SFET Qsl、Qs2替代了次级一侧的整流二极管D1、D2时，也可以防止来自二次一侧的返回电流。
然而，在美国专利7184280所揭示的发明中，同步驱动信号Vgsl、Vgs2的上升沿的 定时总是与栅极信号Vga、 Vgb同步，使得很难防止在二次电流刚要开始之前的回流，正如 第二工作模式(模式2)中的回流区域(范围B)中那样。在模式4-6中，当工作频率(fop) 等于或高于谐振频率frl时，如果同步驱动信号Vgsl、Vgs2与栅极信号Vga、Vgb同步，则可 以防止轻负载状态(LL)中的回流以及负载非常轻的状态(VLL)中的回流。
作为另一种开关式电源器件，可想得出这样一种方法，其中配置了同步整流 M0SFET的控制电路，正如图16A所示那样(参见美国专利申请2008/0055942)。图16B示 出了各个部分的工作波形。 在该方法中，比较器510将同步整流开关元件(M0SFET)的漏极-源极电压(Vds (导通))与参考电压REF进行比较，以检测该同步整流MOSFET或其主体二极管是否是导电 的，当检测到导电时，此外在栅极信号Vgp是H(高)的间隔期间，用于使该同步整流MOSFET 导通的信号被施加到该同步整流MOSFET。即，"与"(逻辑乘积)电路430产生上述比较信 号Vdsc (即比较器510的输出)与初级一侧的主开关元件Qa、 Qb的栅极信号Vgp的"与" 信号，并且把该信号当作经波形定形的同步驱动信号Vgs (即Vgsl和Vgs2)输出给作为开 关元件的同步整流M0SFET Qsl、Qs2。 通常，M0SFET的漏极-源极电压Vds等于在该M0SFET截止且电流流过主体二极 管时横跨该主体二极管两端的正向电压降VF。准确地讲，横跨该主体二极管两端的正向电 压降VF是-VF，以源极电势作为参考。另一方面，当M0SFET处于导通状态时，该电压是导通 态阻抗与流动的电流的乘积，并且该数值(绝对值)通常低于Vp。上述参考电压REF被设 置为显著低于该绝对值，目的是流过主体二极管的电流一开始就可以被检测到，并且可以 允许M0SFET导通，然后，在M0SFET导通之后，M0SFET可以连续地导通，即使漏极_源极电 压Vds变低。事实上，考虑到噪声等因素，必须使该数值足够高，使得M0SFET或其主体二极 管是导电的这一事实能够被准确无误地检测到。 然而，如图16B所示，当二次电流Is减小并变为零时，不管参考电压REF的数值有 多低，MOSFET导通态阻抗与流动的电流之乘积将会在某一时刻变得更小。然后，上述比较 信号Vdsc反相，M0SFET被截止，接下来电流流过主体二极管，使得漏极_源极电压Vds变 为_VF。这样，上述比较信号Vdsc再次反相，M0SFET再次被导通，结果，上述比较信号Vdsc 又一次反相。之后，如图16B中的误差区域所示，MOSFET导通-截止开关操作以很高的频 率重复着，直到二次电流Is完全达到零。当负载很轻且二次电流Is下降时，该振荡现象就 更显著。这样，在美国专利申请2008/0055942所描述的发明中，每当二次电流Is减小到达到零时，都会重复出现高频振荡，所以从噪声和电能转换效率的角度来看，该方法有许多问 题。 美国专利申请2005/0122753描述了这样一项发明，其中设定导通阈值(VTH2)时考 虑到了主体二极管(内部二极管)的导电电压。此处，同步驱动信号的导通定时是仅根据 内部二极管的导电电压来决定的，所以问题在于，因针对初级一侧的栅极信号Vga、 Vgb而 设置的停用时间，导致很容易出现错误的操作。因为用于决定截止定时的阈值(VTH1)是极 小的且大约是负的数值-20!^，所以问题在于，操作过程很容易受噪声影响，截止操作的定 时是不稳定的。 在另一种开关式电源器件中，初级一侧的谐振电流被电流变压器检领"激励电流 被次级辅助绕组检测，并且谐振电流检测信号与激励电流检测信号进行比较。基于用于检 测上述比较结果信号、电能开关信号和谐振电流检测信号是否超过OA(O安培)的信号，产 生同步整流信号(例如，参见日本专利申请特开2005-198438)。 通过利用日本专利申请特开2005-198438的技术，就可以针对每一种不连续的模 式解决回流问题，但是在具有重负载状态的工作模式(工作模式1-4)中，同步整流MOSFET 导通定时滞后了 ，使得电能效率减小了 。此外，在检测电路中使用了电流变压器和辅助绕 组，使得电路配置更复杂，并且用最优调节数值来设置该器件是困难的，使得从成本方面考 虑，该方法是不想要的。 此外，日本专利申请特开2005-198375所揭示的发明涉及一种可防止电流反方向 流动的同步整流电路，还涉及一种电能转换损耗得以减小的电能转换器。比较器电路对同 步整流晶体管的源极-漏极电压进行比较，当检测到反方向电流时，由开关装置来防止电 流流动。此处，确定了使同步整流晶体管截止的定时，但是没有描述导通定时。因此，作为 一种在上述第二工作模式(模式2)、第三工作模式(模式3)、第五工作模式(模式5)和第 六工作模式(模式6)中防止电流回流(范围B和D)的手段，该发明并不是有效的。
由此，在现有技术中，还没有哪些开关式电源器件包括驱动电路以便在所有上述 六个工作模式中都能可靠地防止二次电流回流到初级一侧(参见图9)。特别是，一种用于 恒定地检测负载状态且使同步整流MOSFET在负载非常轻的状态中并不导通的方法能够有 效地解决在第三工作模式(模式3)和第六工作模式(模式6)中的电流回流(范围C和 E)。然而，这种检测轻负载状态的方法具有下列问题。 —种这样的方法必须监控误差放大器1的输出信号，并检测连接到开关式电源器 件的负载的状态。然而，在这种检测方法中，并没有逐个脉冲地检测负载状态(此处，"脉 冲"意味着开关式脉冲)；即，负载状态并不是在每次执行开关时都被检测。因为误差放大 器l自身具有响应延迟，所以从进入负载非常轻的状态时起，直到输出了用于指示非常轻 的负载的状态检测信号，必然出现时间延迟，使得同步整流M0SFET的开关操作无法立刻停 止，并且无法根本解决回流的问题。此外，在普通的电流谐振转换器中，VCO(电压受控振动 器)2被设计成减小负载波动所引起的频率波动。因此，来自误差放大器l的误差信号的波 动也很小，无法很容易地可靠地检测负载波动，此外，这种检测很容易受噪声影响。
作为另一种方法，也有可能使用电阻来监控流过负载的电流并检测轻负载状态。 然而，在次级一侧设置的电阻中出现了电能消耗，所以问题在于，电源效率下降是不可避免 的。

发明内容
本发明是在考虑到上述这些问题的情况下做出的，其目的是提供这样一种开关式
电源器件和开关式电源控制电路，其能够在任何工作模式中可靠地防止电流的回流，能够
实现稳定的同步整流功能，还能够逐个脉冲地检测轻负载状态而并不使电源效率变差。 为了解决上述问题，本发明提供了一种开关式电源器件，其中输入DC电压被施加
到串联谐振电路上，规定的输出电压是通过变压器产生的，电能被提供给负载。 在这种开关式电源器件中，串联谐振电路具有电流谐振电感器和电流谐振电容
器。此外，多个主开关元件或主开关元件组包括M0SFET，并且被交替地导通和截止，从而
切换串联谐振电路的电流路径。在变压器中，通过在主开关元件或主开关元件组的初级一
侧执行开/关控制，在次级一侧从串联谐振电路中感应出电流。在同步整流开关元件中，
其中多个二极管整流元件或内部二极管并联连接，与上述多个主开关元件或主开关元件组
相对应地执行开/关控制，从而对变压器的二次电流进行整流。负载判断电路以主开关元
件或主开关元件组的导通定时为起始点，从而产生具有规定的时间宽度的参考时间信号
(Tsrs)。通过将以下两种延迟时间与负载判断电路所产生的参考时间信号进行比较，来判
断轻负载状态该二极管整流元件的导电定时相对于对应于二极管整流元件的主开关元件
或主开关元件组的导通定时的延迟时间(Tdif);或该内部二极管的导电定时相对于与内
部二极管并联连接的同步整流开关元件所对应的主开关元件或主开关元件组的导通定时
的延迟时间(Tdif)。 根据本发明，轻负载状态是用二极管整流元件的导电定时或同步整流开关元件的 内部二极管的导电定时与主开关元件的导通定时之间的时间差来表达的，使得通过将该时 间差与参考时间信号进行比较，就可以仅通过逻辑电路来检测轻负载状态，同时可以在不 影响电源效率的情况下检测轻负载状态。 此外，当在变压器的次级一侧设置多个同步整流开关元件(其内部二极管并联连 接)时，利用施加到主开关元件的栅极上的栅极开/关信号以及最大导通宽度信号，就能够 控制同步整流开关元件的导通时间间隔，使得在主开关元件导通的时间之外可以消除所有 的噪声。 此外，可以提供一种开关式电源器件，其中从同步整流开关元件的交叉端电压电 平中检测出并联连接到同步整流开关元件的二极管的导电电压，并且通过将这一点仅仅用 于控制该同步整流开关元件的导通定时，此外还通过有效地施加最大导通宽度信号，就实 现了电流谐振转换器的同步整流功能，同时交叉端电压电平检测过程中的噪声具有抗扰 性，没有误差操作，且没有出现回流。 特别是，通过防止轻负载状态中的电流回流，还通过检测具有稳定性的同步整流 MOSFET的漏极-源极电压，就可以防止具有误差操作的简单同步整流。


图1是示出了一个方面的开关式电源器件的整体配置的电路图； 图2是示出了一种开关式电源器件的同步控制电路的电路图； 图3是详细示出了包括负载判断电路的同步控制电路的配置的示例的电路态；
制电路
图4是用于解释通过图2的同步控制电路来控制次级一侧的电流的操作的定时 图5是示出了全桥型开关式电源器件的整体配置的电路图6是示出了另一个方面的开关式电源器件的整体配置的电路图； 图7是示出了常规电流谐振转换器的示例的电路图8示出了一种电流谐振转换器，其中图7的整流二极管被MOSFET替换；
图9示出了针对六种工作模式工作频率fs和谐振频率fr之间的关系以及负载状
图10示出了当在第一工作模式中时通过变压器感应出的次级-
图11示出了当在第二工作模式中时通过变压器感应出的次级-1 o s山7 a a笛二t作模式中时通过变压器感应出的次级-
:作模式中时通过变压器感应出的次级-
'侧的电流波形 '侧的电流波形 '侧的电流波形 '侧的电流波形 '侧的电流波形 '侧的电流波形 整流的M0SFET控
具体实施例方式
下面，将参照附图解释本发明的多个方面。 图1是示出了一个方面的开关式电源器件的整体配置的电路图。
该开关式电源器件被配置成使得输入DC电压Vi被施加到具有谐振电感器Lr和 谐振电容器Cr的串联谐振电路，并且用于负载LD的规定的输出电压V。是通过变压器T而 产生的。M0SFET Qa、Qb是主开关元件，它们通过在变压器T的初级一侧交替地进行开关操 作，将电流路径切换到串联谐振电路。谐振电感器Lr的一端连接到变压器T的初级绕组L1 的一端，而初级绕组L1的另一端则连接到谐振电容器Cr的一端。可以使用这样一种配置， 其中除变压器T的电感以外不设置其它电感，并且变压器T的链接电感被用作电流谐振电 感器。此外，还可以使用这样一种配置，其中设置外部电感且与变压器T分开，通过该外部 电感和链接电感，形成了电流谐振电感器Lr。 次级绕组L2和三次绕组L3串联连接在变压器T的次级一侧；该连接点连接到输 出电容器C。和负载LD的一端。次级绕组L2和三次绕组L3的其它端分别通过同步整流 M0SFET Qsl、 Qs2连接到输出电容器C。和负载LD的接地一侧。M0SFET Qsl、 Qs2是同步整 流开关元件，它们使对应于MOSFET Qa、Qb的操作的变压器T所感应的二次电流11、12导通 和截止，从而将规定的输出电压V。提供给负载LD。内部二极管(主体二极管或主体二极管 和外部二极管)Ds并联连接到MOSFET Qsl、Qs2，正如下述图2所示那样。
通过误差放大器1和VC0 (电压受控振动器电路)2，将提供给负载LD的输出电压 V。反馈给M0SFET Qa、 Qb的驱动电路3。此处，在驱动电路3中产生了栅极信号Vga、 Vgb， 用规定的定时使所述栅极信号Vga、Vgb交替地导通和截止，MOSFET Qa、Qb的电流Ia、Ib是 受控的从而按规定的定时在箭头的方向上流动。根据工作条件，电流Ib在与箭头相反的方 向上流动。此处，当从误差放大器l的输出中判断出输出电压V。高于预设的电压或负载LD是轻负载时，VC0 2的输出频率就变得更高。相反，当判断出输出电压V。低于预设的电压或 负载LD是重负载时，VC0 2就起作用从而降低输出频率。 在上述开关式电源器件中，提供了同步控制电路41、42，驱动电路3所产生的栅极 信号Vga、Vgb被分别输入到同步控制电路41、42。这些同步控制电路41、42进一步以横跨 同步整流MOSFET Qsl、Qs2的源极和漏极的交叉端电压信号Vdsl、Vdsl作为输入。从这些同 步控制电路41、42中，分别输出了同步驱动信号Vgsl、 Vgs2，所述同步驱动信号Vgsl、 Vgs2 控制同步整流M0SFETQsl、Qs2的导通周期。如下文所解释的那样，这些同步驱动信号Vgsl、 Vgs2分别使MOSFET Qsl、 Qs2导通，所述MOSFET Qsl、 Qs2同步到MOSFET Qa、 Qb的导通定 时或内部二极管Ds(参见图2)的导电定时中更低的定时，这是从MOSFET Qsl、 Qs2的交叉 端电压信号Vdsl、Vds2中检测到的。因此，在这种开关式电源器件中，上述同步整流MOSFET Qsl、Qs2恰当地控制上述电压以及变压器的初级绕组Ll中流动着的电流，并且不仅是到次 级一侧负载LD的输出电压V。被控制在恒定的电压处，而是如下文所解释的那样，在所有的 工作模式中可以可靠地防止次级一侧的电流的回流。
接下来，将解释同步控制电路41、42的特定配置。 图2是示出了一种开关式电源器件的同步控制电路的电路图。此处，图1中的同步 控制电路41、42的配置是等价的，所以示出了同步控制电路4来代表它们。同步整流M0SFET Qs是一种开关元件，用于控制变压器T的次级一侧的次级绕组L2或三次绕组L3(在图2 中，由Ls表示)中的二次电流Is，并且使内部二极管Ds并联连接在漏极和源极两端。
同步控制电路4包括两个电阻器R1、R2 ;齐纳二极管ZD ;比较器43 ;最大导通宽 度控制电路44 ;负载判断电路45 ;以及逻辑电路，比如"与"电路46、"与非"电路47、触发 电路48等。同步控制电路4还产生用于同步整流MOSFET Qs的同步驱动信号Vgs。此处， 比较器43的反相输入端(_)通过齐纳二极管ZD而接地，并且通过电阻器Rl而连接到电源 电压VDD，还通过电阻器R2而连接到同步整流MOSFET Qs的漏极端。参考电压REFO被施加 到比较器43的非反相输入端(+)。 最大导通宽度控制电路44和负载判断电路45具有几乎等价的配置，如下文所解 释的那样。这些电路44、45连接到栅极信号输入端4a，到图2所示的同步整流MOSFET Qs 所对应的MOSFET Qa或Qb的栅极信号Vga、Vgb (在下文中，被简称为栅极信号Vgp)中的一 个。在这些当中，最大导通宽度控制电路44包括M0T端4b，并且通过将电阻器、电容器、或 其它外部组件连接到该MOT端4b，根据谐振频率frl来调节同步驱动信号Vgs的最大导通 宽度的大小。此外，负载判断电路45是一种用于产生参考时间脉冲Tsrs的电路，该参考时 间脉冲Tsrs充当负载非常轻的状态的参考，在该负载非常轻的状态下该同步整流MOSFET Qs并不导通，并且负载判断电路45包括SRS端4c，外部组件(电阻器、电容器等)连接到 SRS端4c以设置该脉冲宽度。 上述最大导通宽度控制电路44的一个输出端通过"与非"电路47而连接到触发 电路48的复位端(R)，连接到栅极信号输入端4a。比较器43和负载判断电路45的输出端 通过"与"电路46而连接到触发电路48的置位端(S)。触发电路48的输出信号作为栅极 信号Vgs而被输出给同步整流MOSFET Qs。 让电源电压VDD是A，并且让当比较器43所输出的电平检测信号Vdsc反相时 MOSFET Qs的漏极-源极电压Vds(在下文中，这被称为阈值电压Vds—th)是X。当漏极-源极电压Vds等于X时，上述到比较器43的两个输入是相等的，所以获得了下列方程。上述
阈值电压Vds_th是与涉及到MOSFET Qs的开/关控制的阈值分开的。 (A-X) * (R2/R1+R2)) +X = REFO ... (A_X)+X*(1+R1/R2) = REFO* (1+R1/R2) ... X*(R1/R2) = (1+R1/R2)*REF0_A 因此，当上述电平检测信号Vdsc反相时MOSFET Qs的漏极-源极电压Vds的阈值 电压Vds—th是由方程(3)给出的。 [E3] 当漏极-源极电压Vds超过阈值电压Vds_th时(严格来讲，两个都是负值，并且 当Vds的绝对值变得大于阈值电压Vds_th的绝对值时)，作为比较器43的输出的电平检 测信号Vdsc就从L变为H。在MOSFET Qs的漏极和源极之间或在内部二极管Ds之中没有 电流流动的情况下，漏极_源极电压Vds的数值是正的，并且电平检测信号Vdsc是L。在 MOSFET Qs被截止但内部二极管Ds中有电流流动的情况下，横跨内部二极管Ds的正向电压 降VF是作为MOSFETQs的漏极-源极电压Vds而被施加的，并且该阈值电压Vds_th被设置 成低于该正向电压降VF，使得电平检测信号Vdsc是H。这个用于漏极源极电压Vds的电平 检测信号Vdsc是作为触发电路48的置位信号而被提供的，并且来自"与非"电路47的输 出信号变为触发电路48的复位信号，其中栅极信号Vgp和最大导通宽度信号Tmot被输入 到"与非"电路47。 触发电路48是复位优先电路。即，当漏极-源极电压Vds超过阈值电压Vds—th 时，如果栅极信号Vgp处于L(低)状态中从而指示最大导通宽度的起始，则触发电路48无 法被置位。这样，就可以防止因初级一侧的栅极信号Vga、 Vgb中所设置的停用时间而导致 的误操作。 在负载判断电路45中，对于MOSFET Qa和Qb的导通的每一个定时，产生参考时间 脉冲Tsrs并以之作为用于内部二极管Ds的导电定时的延迟时间Tdif的判断参考脉冲，这 是根据负载LD的大小而决定的，同时MOSFET Qa和Qb的导通定时作为起始点，并具有规定 的时间宽度。对于负载LD较轻的情况，延迟时间Tdif则较长，所以将延迟时间Tdif与该 参考时间脉冲Tsrs进行比较，从而确定是否使同步整流MOSFET Qs导通。即，在负载非常 轻的情况下，其中延迟时间Tdif长于参考时间脉冲Tsrs所规定的时间宽度，"与"电路46 的输出并不走高，使得触发电路48没有被置位，并且同步整流MOSFET Qs没有被导通。
作为轻负载检测装置，反相器60禾P"与"电路61可以被添加到同步控制电路4， 使得负载非常轻时延迟时间Tdif长于参考时间脉冲Tsrs所规定的时间宽度这一状况可以 被检测到，并且可以发出报警信号Sa。此处，参考时间脉冲Tsrs被输入到反相器60，并且 栅极信号Vgp、电平检测信号Vdsc和反相器60的输出信号均被输入到"与"电路61。"与" 电路60的输出信号变为报警信号Sa。通过这种配置，在栅极信号Vgp为高的时段内，如果 此时电平检测信号Vdsc从L变为H，则参考时间脉冲Tsrs就已经从H变为L，然后，报警信 号Sa走高。S卩，当延迟时间Tdif长于参考时间脉冲Tsrs所规定的时间宽度时，该报警信 号Sa走高。
在最大导通宽度控制电路44中，产生了最大导通宽度信号Tmot，用于指示与 M0SFET Qa、 Qb的导通定时同步的同步整流MOSFET Qs的最大导通宽度的起始，还用于指 示在规定的时间之后该最大导通宽度的结束，其中该规定的时间长于负载判断电路45中 的参考时间脉冲Tsrs的时间宽度。即，该最大导通宽度信号Tmot是这样一种信号，它与 MOSFET Qa或Qb的导通定时同步，它规定同步整流MOSFET Qs的导通信号，并且当在该周 期之外时，它还指示最大导通宽度周期H的结束(在其它周期L中)以强制性地使MOSFET Qs截止。最大导通宽度的起始与下列定时相同用于MOSFET Qa、 Qb的栅极信号Vga、 Vgb 走高并且使MOSFET Qa、Qb导通的那个定时。 在同步控制电路4中，使M0SFET Qs导通的定时被确定了，以便与下列定时中较晚 的定时同步用于指示最大导通宽度的起始的定时(即，最大导通宽度信号Tmot从低走高 且触发电路48的复位被释放的那个定时)；以及由MOSFET Qs漏极-源极电压Vds所检测 的内部二极管Ds的导电定时。使MOSFET Qs截止的定时被确定了，以便与下列定时中较早 的定时同步MOSFET Qa、Qb的截止定时；以及用于指示最大导通宽度的结束的定时。
在"与非"电路47中，取栅极信号Vgp和最大导通宽度信号Tmot的逻辑乘积(对 该逻辑乘积取非)，所以，用下列定时中较早的定时对触发电路48进行复位最大导通宽度 信号Tmot走低的定时；以及栅极信号Vgp的导通周期结束且该信号走低的那个定时。
关于最大导通宽度控制电路44和负载判断电路45，通过连接到MOT端4b或连接 到SRS端4c的外部组件，可以配置一种单步多谐振荡器，用于调节被分别输出的最大导通 宽度信号Tmot和参考时间脉冲Tsrs的脉冲宽度。然而，单步多谐振荡器自身是公知的，所 以省去了进一步的解释。 此处，将解释对应于单步多谐振荡器而操作的负载判断电路45和最大导通宽度 控制电路44的具体配置以及同步控制电路4控制二次电流Is的操作过程。负载判断电路 45和最大导通宽度控制电路44是这样的电路，它们并不输出参考时间脉冲Tsrs或最大导 通宽度信号Tmot，而是产生参考时间结束信号Tsrs2以及最大导通宽度结束信号Tmot2，从 而指示这些信号的结束的定时。即，即使当栅极信号Vgp走高且触发器被应用于负载判断 电路45和最大导通宽度控制电路44时，参考时间结束信号Tsrs2的数值以及最大导通宽 度结束信号Tmot2的数值并不改变；它们是这样的信号，其数值在参考时间脉冲Tsrs和最 大导通宽度信号Tmot结束时会首先变化，并且这些数值对应于上述单步多谐振荡器的输 出信号而操作。 图3是详细示出了包括负载判断电路45的同步控制电路4的配置的示例的电路 图。 负载判断电路45包括反相器51，它连接到栅极信号输入端4a ;恒流源II，它连 接到电源电压VDD ;电容器Cl，其一端连接到恒流源Il，另一端接地；开关Sl，反相器51使 其导通和截止，以便控制电容器C1的充电和放电；比较器52，它将电容器C1的充电电压与 参考电压REFl进行比较，并输出参考时间结束信号Tsrs2 ;以及"与"电路53。"与"电路53 具有一个连接到栅极信号输入端4a的输入端以及另一个连接到比较器52的输出端的输入
丄山顺。 在负载判断电路45中，当栅极信号输入端4a处的栅极信号Vgp使开关Sl截止时， 来自恒流源II的电流开始对电容器C1充电。根据比较器52的反相端(_)处的电压超过非反相输入端(+)处的参考电压REF1的定时，作为比较器52的输出的参考时间结束信号Tsrs2从高变为低。"与"电路53将信号Tsrs3输出给"与"电路46，其中信号Tsrs3是参考时间结束信号Tsrs2和栅极信号Vgp的逻辑乘积。当单步多谐振荡器被应用于负载判断电路45时，该信号Tsrs3等价于参考时间脉冲Tsrs和栅极信号Vgp的逻辑乘积。因此，该波形与参考时间脉冲Tsrs和栅极信号Vgp这两个之中较早结束(走低)的那个信号相同。通常，参考时间脉冲Tsrs结束得较早，所以该波形与参考时间脉冲Tsrs相同。通过"与"电路46，将负载判断电路45所输出的信号(参考时间脉冲)Tsrs3提供给触发电路48的置位端S。 这样，在内部二极管Ds的导电定时中出现的延迟时间Tdif根据开关式电源器件的负载LD的大小而发生波动，所以，如果负载状态是非常轻的状态，则触发电路48被保持在复位状态中，同步控制M0SFET Qs没有被导通。当在驱动电路3中栅极信号Vgp走低且开关Sl被导通时，电容器Cl上的电荷被放掉，此时作为比较器52的输出的参考时间结束信号Tsrs2走高。其后，即使在栅极信号Vgp走高之后，参考时间结束信号Tsrs2也并不立刻走低，在等于参考时间脉冲Tsrs的脉冲宽度的一段时间过去之后，参考时间结束信号Tsrs2才走低。即，参考时间结束信号Tsrs2是这样一个信号，它并不指示参考时间的起始，而是仅指示其结束，并且该信号的数值从高到低的变化指示了参考时间的结束。
当把外部电阻器连接到SRS端4c时，电阻器对来自恒流源II的电流进行分流。因此，根据外部电阻器的电阻数值，可以使参考时间脉冲Tsrs的脉冲宽度增宽。此外，当连接了电容器时，其效果等价于增大电容器C1的电容数值，所以这样也可以使参考时间脉冲Tsrs的脉冲宽度增宽。 与上文结合图2的解释相似，通过将反相器60禾P"与"电路61加入同步控制电路4，就可以检测到负载非常轻的状态，在该状态中延迟时间Tdif长于参考时间脉冲Tsrs所规定的时间宽度，并且可以发出报警信号Sa。在图3中，信号Tsrs3被输入到反相器60，以取代参考时间脉冲Tsrs，但如上文所解释的那样，信号Tsrs3和参考时间脉冲Tsrs具有相同的波形。否则，该配置就与图2相同。通过这种配置，在栅极信号Vgp为高的周期内，如果此时电平检测信号Vdsc从L变为H，则参考时间脉冲Tsrs3就已经从H变为L，然后，报警信号Sa走高。S卩，当延迟时间Tdif被检测出长于参考时间脉冲Tsrs所规定的时间宽度时，该报警信号Sa走高。 最大导通宽度控制电路44包括反相器54，它连接到栅极信号输入端4a ;恒流源12，它连接到电源电压VDD ;电容器C2，其一端连接到恒流源12，另一端接地；开关S2，反相器54使其导通和截止，以便控制电容器C2的充电和放电；比较器55，它将电容器C2的充电电压与参考电压REF2进行比较，并输出最大导通宽度结束信号Tmot2以及"与"电路56。"与"电路56具有一个连接到栅极信号输入端4a的输入端以及另一个连接到比较器55的输出端的输入端。此处，为了使该配置与负载判断电路45—致，使用了这样一种配置，其中图2的"与非"电路47被反相器电路49替代，但两者之间没有实际区别。
在最大导通宽度控制电路44中，当栅极信号输入端4a处的栅极信号Vgp使开关S2截止时，来自恒流源12的电流开始对电容器C2充电。然后，根据比较器55的反相输入端(_)处的电压超过被施加给非反相输入端(+)的参考电压REF2的定时，作为比较器55的输出的最大导通宽度结束信号Tmot2从高变为低，并且通过"与"电路56而被输出给反相器电路49。即，当最大导通宽度结束信号Tmot2变为L且L是来自"与"电路56的输出时，反相器电路49的输出走高，并且触发器电路48被复位。 从栅极信号Vgp走高之前最大导通宽度结束信号Tmot2就处于H处这一事实不同于图2的最大导通宽度信号Tmot ;但是，通过使用"与"电路56来取最大导通宽度结束信号Tmot2和栅极信号Vgp的逻辑乘积，使反相器电路49的输出等于图2的"与非"电路47的输出，即等于最大导通宽度信号Tmot和栅极信号Vgp的逻辑乘积的求反后的信号。
通过上述内容，最大导通宽度信号Tmot的起始就是栅极信号Vgp走高的定时。在图3的电路中，通过"与"电路56和反相器电路49将栅极信号Vgp输入给触发器电路48的复位端(R)，确保了在最大导通宽度信号Tmot的起始处栅极信号Vgp变为H且触发器电路48发生复位。通过这种手段，来自最大导通宽度控制电路44的最大导通宽度的起始的定时可以被表示为用于触发器电路48的复位信号的结束。因此，通过指示来自最大导通宽度控制电路44的同步驱动信号Vgs的最大导通宽度的起始和结束，就设置了具有合适的导通宽度的最大导通宽度信号Tmot。 图4是用于解释通过图2的同步控制电路来控制次级一侧的电流的操作的定时图。即，该图是这样一种情况的定时图，其中最大导通宽度控制电路44和负载判断电路45包括单步多谐振荡器。 在图4A中，针对六种工作模式即模式1到模式6，来自图1所示驱动电路3的栅极信号Vgp被显示成沿着相同的时间轴。在图4B中，将下列两种电流进行比较流过同步整流M0SFET Qs的二次电流；以及当电平检测信号Vdsc反相时M0SFET Qs漏极-源极电压的绝对值(|Vds_th|)除以M0SFET Qs导通态电阻Ron而转换成的电流。利用方程(3)可以计算阈值电压Vds—th。或者，电压Vds—th可以被预先确定，并且可以用方程(3)来调节其它参数。 图4C示出了电平检测信号Vdsc的波形。图4B所示的IVds—thl/Ron指示了在比较器43所输出的电平检测信号Vdsc走高时的二次电流Is的电平。图4D示出了最大导通宽度信号Tmot，图4E示出了参考时间脉冲Tsrs，图4F示出了从同步控制电路4中输出的同步驱动信号Vgs。对于工作模式2、3、5、6，示出了与M0SFET Qa、Qb的导通定时有关的、用于内部二极管Ds的导电定时的延迟时间Tdif。此时，如果延迟时间Tdif超过了由负载判断电路45所设置的参考时间脉冲Tsrs的脉冲宽度，则来自同步控制电路4的同步驱动信号Vgs并不出现。 从紧跟在方程(3)后面的解释可以清晰地看出，图4C的电平检测信号Vdsc在模式1、2、4、5中均是脉冲形状的信号，这种信号是根据图4B所示二次电流Is的振动波形的初始和最终的定时而出现的，模式3和6中的矩形波形是因M0SFET Qs截止且电流流过内部二极管Ds这样一种状态而出现的。 S卩，在第三和第六工作模式中，其中延迟时间Tdif超过负载判断电路45的参考时间脉冲Tsrs的脉冲宽度，负载LD的非常轻的负载状态被检测到，并且没有从同步控制电路4中输出同步驱动信号Vgs。因此，在负载非常轻的状态中，MOSFET Qs没有被导通，并且在常规范围C(图12)或范围E(图15)中原先出现的回流可以被可靠地防止。
此外，在第一工作模式(模式1)中，同步驱动信号Vgs使MOSFET Qs截止，这与下列定时中较早的定时同步栅极信号Vgp的截止定时；以及最大导通宽度信号Tmot指示截止状态的定时。因此，可以可靠地防止范围A中的回流(图IO)，在现有技术中在开关操作半周期的第二个一半的定时(Top/2)处出现过范围A中的回流。 此外，在第二和第五工作模式中，同步驱动信号Vgs使MOSFET Qs导通，这与下列定时中较晚的定时同步最大导通宽度信号Tmot指示导通态的定时；以及由漏极-源极电压Vds的电平检测信号Vdsc所检测到的内部二极管Ds的导电的定时。所以，可以可靠地防止范围B中的回流(图11)或范围D中的回流(图14)，在现有技术中在开关操作半周期的第一个一半的定时(Top/2)处出现过范围B或范围D中的回流。此外，一旦MOSFET Qs被导通，漏极_源极电压Vds中的波动就被忽略了 。因此，每一次二次电流Is减小到接近零时有重复的高频振荡这一现象不再发生了，比如，在美国专利申请2008/0055942的配置中可以看到这种现象。 负载非常轻的状态被定义成这样一种状态，其中实际连接的负载LD小于开关式电源器件的额定负载(最大负载)的20% ;然而，这一分数设置可以依据方便程度而加以修改。在这种情况下，通过使用外部电阻器来调节参考时间脉冲Tsrs的输出脉冲宽度或参考时间结束信号Tsrs2的输出定时，就可以修改和设置负载非常轻的范围，在该范围中同步驱动信号Vgs并不导通。 如上所述，当开关式电源器件的负载LD处于轻负载状态中时，同步整流MOSFETQsl、Qs2中的内部二极管Ds的导电定时晚于使M0SFET Qa、Qb (它们是主开关元件)导通的定时，使得随着负载LD变得更轻，通过检测延迟时间Tdif的加长，就可以逐个脉冲地确定轻负载状态。此外，按照图4所示的定时，可以将同步驱动信号Vgs提供给同步整流M0SFETQs，使得在第一到第六工作模式中都没有出现回流，并且可以实现稳定的同步整流功能。
在上述方面中，解释了半桥型开关式电源器件；但是，本发明也可以应用于全桥型开关式电源器件，或应用于这种开关式电源器件的控制电路，还可以应用于全桥型开关式电源器件的控制方法。 图5是示出了全桥型开关式电源器件的整体配置的电路图。 在图5所示全桥型开关式电源器件中，驱动电路3产生栅极信号Vga、Vgb，这些栅极信号按规定的定时交替地开和关，并且在变压器T的初级一侧，栅极信号Vga、Vgb交替地使第一主开关元件组中的MOSFET Qal、Qa2以及第二主开关元件组中的M0SFET Qbl、Qb2导通和截止。根据第一主开关元件组中的M0SFET Qal、Qa2导通的定时，电流Ia在箭头的方向上流动；根据第二主开关元件组中的M0SFET Qbl、Qb2导通的定时，电流Ib在箭头的方向上流动。并且输入DC电压Vi被施加到具有谐振电感器Lr和谐振电容器Cr的串联谐振电路。 在变压器T的次级一侧，作为同步整流开关元件的MOSFET Qsl、QS2使从变压器T中感应出的二次电流I1、I2导通和截止，这对应于M0SFET Qal、Qa2的第一主开关元件组或MOSFET Qbl、Qb2的第二主开关元件组的操作，从而将规定的输出电压V。提供给负载LD。
图5的开关式电源器件的同步控制电路41、42具有与图1所示同步控制电路41、42相同的配置，并且涉及图l-4的上述解释可以不加修改地应用于此。即，当检测到延迟时间Tdif长于参考时间脉冲Tsrs所规定的时间宽度时，同步控制电路41、42可以输出报警信号Sa，和/或可以执行控制，使得同步控制MOSFET Qsl、 Qs2没有导通，或者可以执行其它操作。
在同步控制电路41、42中，为了指示用于同步整流M0SFET Qsl、Qs2的规定的时间最大导通宽度，在与第一主开关元件组或第二主开关元件组的MOSFET Qal、Qa2、Qbl、Qb2的导通定时同步的情况下(在这之外MOSFETQsl、 Qs2被强制性地截止)，最大导通宽度信号Tmot (该信号在最大导通宽度的时段内是H，且在其它时段内是L(低))或最大导通宽度结束信号Tmot2(该信号是用于指示最大导通宽度的结束的信号)被生成且被输出。此处，最大导通宽度的起始是由MOSFET Qal、 Qa2、 Qbl、 Qb2的栅极信号Vga、 Vgb所指示的，并且具有与栅极信号Vga、Vgb走高且MOSFET Qal、Qa2、Qbl、Qb2导通相同的定时。在同步控制电路41、42中(这些电路实际上产生同步整流MOSFET Qsl、Qs2的同步驱动信号Vgsl、Vgs2)，MOSFET Qsl、 Qs2导通的定时被确定，以便与下列定时中较晚的定时同步最大导通宽度的起始的指示的定时(即最大导通宽度信号Tmot从低走高的定时)；以及从M0SFETQsl、Qs2的漏极-源极电压Vdsl、Vds2中检测出的内部二极管Ds的导电定时。同时，MOSFET Qsl、Qs2截止的定时被确定，以便与下列定时中较早的定时同步MOSFET Qal、 Qa2、 Qbl、 Qb2的截止定时；以及最大导通宽度的结束的指示的定时。 上述开关式电源控制电路具有与半桥型开关式电源器件相同的配置，并且其解释就省略了。 图6是示出了另一个方面的开关式电源器件的整体配置的电路图。
图6的开关式电源器件包括一种使用二极管整流元件的电流谐振转换器。在这种电流谐振转换器中，输入DC电压Vi被施加给具有谐振电感器Lr和谐振电容器Cr的串联谐振电路。驱动电路3使包括MOSFET的两个主开关元件Qa、Qb导通和截止，并且通过控制电能转换变压器T的初级绕组L1中流动的初级一侧的电流路径，使正弦形状的电流流过变压器T的初级绕组L1。替代图1中的同步整流开关元件(MOSFET Qsl、Qs2)，整流二极管Da、Db连接到各个绕组，其中整流二极管Da、Db对变压器T的次级绕组L2和三次绕组L3中所感应的二次电流11、12进行整流。用于使输出电压V。平滑的输出电容器C。与负载LD并联连接。通过误差放大器1和VC0 2，到负载LD的输出电压V。被反馈给驱动电路3，并且在变压器T的初级绕组L1中流动的电流以及上述电压都受到主开关元件Qa、Qb的控制，从而将输出电压V。控制在恒定电压处。 当整流二极管Da、 Db的导电定时的延迟时间超过参考时间信号的时间宽度时，轻负载判断电路5产生了报警信号Sa。这种轻负载判断电路5包括用于产生电平检测信号Vdsc的电路部分、负载判断电路45以及图3所示同步控制电路4中的反相器60和"与"电路61 ;驱动电路3所产生的栅极信号Vga以及整流二极管Da的阳极-阴极端电压信号均被输入到其中。整流二极管Da的交叉端电压替代了图3的同步整流开关元件(MOSFET)的漏极_源极电压Vds。通过检测因整流二极管Da中的电流II所导致的导电定时以及使主开关元件Qa导通的定时之间的时间差，就可以检测负载LD的状态。在图6中，示出了轻负载判断电路5，该电路从栅极信号Vga和整流二极管Da的交叉端电压信号中检测出轻负载；一种从栅极信号Vgb和整流二极管Db的交叉端电压信号中检测出轻负载的轻负载判断电路也可以按相似的方式进行配置。 此处，没有进一步解释轻负载判断电路5的详细配置，但是在任何情况下，由负载判断电路所产生的、具有规定的时间宽度的参考时间信号充当了用于判断整流二极管Da、Db的导电定时的延迟时间的参考基准，其中所述延迟时间是根据每一次主开关元件Qa、 Qb导通时负载LD的大小而确定的。 从轻负载判断电路5中向外输出的报警信号Sa被用于消除回流区域中的电能损耗(其中电容器C。上所累积的电荷被放掉)，从而防止在轻负载期间电能转换效率有所下降。如果在检测轻负载时开关式电源器件的控制方法从P丽(脉冲宽度调制)控制变为具有恒定频率的PFM(脉冲频率调制)控制，则因轻负载期间变压器的激励电流所导致的损耗可以减小。
权利要求
一种开关式电源器件，其中输入DC电压被施加到串联谐振电路，并且规定的输出电压是通过变压器而产生的，电能被提供给负载，所述开关式电源器件包括串联谐振电路，它具有电流谐振电感器和电流谐振电容器；多个主开关元件或主开关元件组，它们交替地导通和截止以切换所述串联谐振电路的电流路径；变压器，通过所述主开关元件或主开关元件组的初级一侧的开/关控制，所述变压器从所述串联谐振电路中感应出次级一侧的电流；多个二极管整流元件，它们对应于所述多个主开关元件或主开关元件组而导通和截止，以对所述变压器的二次电流进行整流；以及负载判断电路，以所述主开关元件或主开关元件组的导通定时为起始点，所述负载判断电路产生具有规定的时间宽度的参考时间信号，其中，通过把所述二极管整流元件的导电定时相对于所述二极管整流元件所对应的主开关元件或主开关元件组的导通定时的延迟时间与所述负载判断电路所产生的参考时间信号进行比较，来判断所述负载的轻负载状态。
2. 如权利要求l所述的开关式电源器件，还包括轻负载判断电路，当所述二极管整流元件的导电定时的延迟时间超过由所述负载判断 电路所产生的参考时间信号的时间宽度时，所述轻负载判断电路产生报警信号。
3. 如权利要求l所述的开关式电源器件，其特征在于，提供了具有并联连接的内部二极管的多个同步整流开关元件，以替代所述变压器的次 级一侧的二极管整流元件，提供了同步控制电路，它控制所述同步整流开关元件的导通周期，使得所述同步整流 开关元件与下列定时中较晚的定时同步地导通所述同步整流开关元件所对应的主开关元 件或主开关元件组的导通定时；以及从所述同步整流开关元件的交叉端电压信号中检测出 的内部二极管的导电定时，以及通过把所述内部二极管的导电定时相对于具有并联连接的内部二极管的同步整流开 关元件所对应的主开关元件或主开关元件组的导通定时的延迟时间与所述负载判断电路 所产生的参考时间信号进行比较，来判断所述负载的轻负载状态。
4. 如权利要求3所述的开关式电源器件，还包括轻负载判断电路，当所述内部二极管的导电定时的延迟时间超过由所述负载判断电路 所产生的参考时间信号的时间宽度时，所述轻负载判断电路产生报警信号。
5. 如权利要求3所述的开关式电源器件，其特征在于，当所述内部二极管的导电定时的延迟时间超过由所述负载判断电路所产生的参考时 间信号的时间宽度时，所述同步整流开关元件不被导通。
6. 如权利要求3所述的开关式电源器件，还包括最大导通宽度控制电路，它与所述主开关元件或主开关元件组的导通定时同步地指示 所述同步整流开关元件的最大导通宽度的起始，并且还在经过比参考时间信号长的规定时 间之后指示所述最大导通宽度的结束，其中，在所述同步控制电路中，使所述同步整流开关元件与下列定时中较早的定时同 步地截止所述主开关元件或主开关元件组的截止定时；以及由所述最大导通宽度控制电路指示所述最大导通宽度的结束时的定时。
7. 如权利要求1或3所述的开关式电源器件，其特征在于，在所述负载判断电路中，所述参考时间信号的规定的时间宽度可以被修改和设置。
8. 如权利要求1或3所述的开关式电源器件，其特征在于，在所述串联谐振电路中，所述电流谐振电感器或其一部分是由所述变压器的漏电感形 成的。
9. 如权利要求1或3所述的开关式电源器件，其特征在于，所述主开关元件或主开关元件组形成半桥型或全桥型转换器，用于使所述串联谐振电 路进行开关操作从而产生AC电流。
10. 如权利要求3所述的开关式电源器件，其特征在于，M0SFET(金属-氧化物半导体场效应晶体管)被用作所述同步整流开关元件。
11. 如权利要求io所述的开关式电源器件，其特征在于，所述内部二极管是所述MOSFET的寄生二极管。
12. —种开关式电源器件的控制电路，所述开关式电源器件包括串联谐振电路，它具 有电流谐振电感器和电流谐振电容器；多个主开关元件或主开关元件组，它们交替地导通 和截止以切换所述串联谐振电路的电流路径；变压器，通过所述主开关元件或主开关元件 组的初级一侧的开/关控制，所述变压器从所述串联谐振电路中感应出次级一侧的电流； 多个二极管整流元件或同步整流开关元件，它们对应于所述多个主开关元件或主开关元件 组而导通和截止，以对所述变压器的二次电流进行整流，所述开关式电源器件的控制电路包括负载判断电路，以所述主开关元件或主开关元件组的导通定时为起始点，所述负载判 断电路产生具有规定的时间宽度的参考时间信号；以及同步控制电路，它通过将以下两种延迟时间中的任一种与所述负载判断电路所产生的 参考时间信号进行比较，来判断所述负载的轻负载状态所述二极管整流元件的导电定时 相对于所述二极管整流元件所对应的主开关元件或主开关元件组的导通定时的延迟时间； 和所述内部二极管的导电定时相对于具有并联连接的内部二极管的同步整流开关元件所 对应的主开关元件或主开关元件组的导通定时的延迟时间。
全文摘要
本发明提供了一种开关式电源器件，它可以逐个脉冲地检测轻负载状态，而不使电源效率变差。在同步控制电路4中，对于主开关元件的每一次导通的定时，根据负载LD的大小而确定的内部二极管Ds的导电定时的延迟时间Tdif是由比较器43检测的，具有规定的时间宽度的参考时间脉冲Tsrs是由负载判断电路45产生的，并且上述两者的逻辑乘积是由“与”电路46产生的。这样，当延迟时间Tdif长于参考时间脉冲Tsrs时，负载被视为轻负载，并且同步整流MOSFET Qs没有被导通。
文档编号H02M3/28GK101728956SQ20091020807
公开日2010年6月9日 申请日期2009年10月22日 优先权日2008年10月24日
发明者园部孝二, 陈建 申请人:富士电机系统株式会社