开关电源装置的控制电路和开关电源装置的制造方法

开关电源装置的控制电路和开关电源装置的制造方法
【专利摘要】本发明涉及开关电源装置的控制电路和开关电源装置。在开关电源装置中，即便在低频区域扩大传导EMI标准，也能应对噪声。在向驱动开关元件的开关频率施加抖动(频率扩散)来降低传导EMI噪声的发生的抖动控制电路中，接收表示负载大小的反馈电压(FB)电压，随着从最大振荡频率(65kHz)的固定频率区域朝降频区域以及最小振荡频率(25kHz)的固定频率区域转移，阶段性地扩大开关频率的扩散宽度。由此，即使在低频带侧扩大EMI噪声的测定频率范围，也能得到充分降低EMI噪声的效果。
【专利说明】
开关电源装置的控制电路和开关电源装置
技术领域
[0001]本发明涉及开关电源装置的控制电路和开关电源装置，尤其涉及向开关频率施加抖动(频率扩散)来降低噪声的产生的开关电源装置的控制电路和开关电源装置。
【背景技术】
[0002]开关电源装置可将商用交流电压转换成任意直流电压并输出，元器件数量较少、还能应对较宽的输入电压范围。例如，已知的有输出电压与商用电源相绝缘的方式的回扫方式。
[0003]图10是表示回扫式开关电源装置的代表性结构例的电路图。
该回扫式开关电源装置100具有PffM (脉宽调制)控制用的控制电路即控制IC8，至少包括图中的变压器T、二极管19、电容器20和开关元件。作为开关元件，此处使用M0SFET(MetalOxide Semiconductor Filed Effect Transistor:金属氧化物半导体场效应晶体管)17。
[0004]商用的交流电源I经由构成输入的噪声滤波器的共模扼流圈2和X电容器3提供至二极管桥4，由该二极管桥4进行全波整流。
[0005]电容器5设于二极管电桥4与接地之间，具有保持输入电压以向输出稳定地提供能量的功能、以及吸收M0SFET17的开关动作所产生的开关噪声的功能。此外，二极管6对交流电源I进行半波整流，经由限流电阻7提供至控制IC8的VH端子。利用该限流电阻7来限制输入至VH端子的输入电流。
[0006]控制IC8的LAT端子与热敏电阻9相连接，对控制IC8提供过热锁存保护。此外，感测电阻12的电压经由电容器10和电阻11所构成的噪声滤波器而输入至控制IC8的CS端子。
[0007]控制IC8的VCC端子与电容器13的一端相连接，并且经由二极管14与变压器T的辅助绕组15相连接。该电容器13将PffM控制动作时提供至控制IC8的电源电压进行保持。此外，二极管14用于在启动后从辅助绕组15向VCC端子提供电压。
[0008]变压器T的一次绕组16的一端与电容器5相连接，另一端与M0SFET17的漏极端子相连接。此外，MOSFET17的源极端子经由感测电阻12接地，利用感测电阻12检测出流过M0SFET17的漏极电流Ids。即，在感测电阻12中，M0SFET17的导通电流转换成大小与其成比例的电压信号，该电压信号(电流检测信号)经由噪声滤波器被输入至控制IC8的CS端子。
[0009]变压器T的二次绕组18的一端与二极管19相连接，进一步经由电容器20接地。电容器20的电压是提供至负载25的输出电压，与该电压有关的信息由光电耦合器21从二次侧传送至一次侧。光电耦合器21与分路调节器22串联连接，分路调节器22连接有对输出电压进行分压的电阻23、24的连接点，利用分路调节器22对输出电压的分压值和未图示基准电压进行比较。其结果是，相对于二次侧输出电压的基准电压的误差信息由分路调节器22转换成电流信号，该电流信号流过构成光电耦合器21的LED并转换为光信号，该光信号传递至构成光电耦合器21的光电晶体管，从而将负载信息传送至一次侧。
[0010]利用P丽控制用控制IC8来构成的开关电源装置100中，对M0SFET17的开关动作进行控制，从而交流输入电压的整流电压经由变压器T转换为规定的直流电压。[0011 ]由IC电路构成的控制IC8中，输出至变压器T的二次侧的负载25的负载信息如上所述那样经由分路调节器22、光电耦合器21反馈至控制IC8的FB端子从而进行检测。
[0012]此外，由感测电阻12将MOSFET17的漏极电流I d s进行电压转换，由控制IC8的CS端子来检测出该电压。直接或间接比较FB端子电压与CS端子电压来决定由OUT端子输出的输出信号，从而对M0SFET17的导通宽度进行可变控制，由此能对开关电源进行PffM控制，从而能调整对二次侧负载25的供电。
[0013]图11是表示控制IC的电路结构例的框图。
在控制IC8中，启动电路31在启动时从VH端子向VCC端子提供电流，若施加交流电源I，则控制IC9中电流从VH端子通过启动电路31流向VCC端子。由此，对与VCC端子进行外部连接的电容器13进行充电，其电压值上升。
[0014]低压误动作防止电路(UVL0)32与VCC端子和基准电源Vl相连接。在该低压误动作防止电路32中，若VCC端子的电压值在基准电源Vl以上，则低压误动作防止电路32的输出即UVLO信号成为L(低)电平，内部电源电路33被启动，向控制IC8内的各电路进行供电。相反，在VCC端子电压低的期间，低压误动作防止电路32的UVLO信号成为H(高)电平，停止控制IC8的动作。
[0015]振荡器(0SC)34与FB端子相连接，内置有为了降低M0SFET17的开关动作所产生的EMI(Electromagnetic Interference:电磁干扰)噪声而进行频率扩散的调频功能。该振荡器34决定由控制IC8所控制的M0SFET17的开关频率，与上述调频功能不同，具有在轻负载时降低振荡频率的功能，输出振荡信号(最大占空比信号)Dmax。
[0016]该振荡信号Dmax是H电平时间较长、每个周期的短时间内成为L电平的信号，其周期成为开关电源的开关周期，该周期与周期中H电平时间之比提供开关电源的最大时间比率(最大占空比)。此外，斜率补偿电路35与CS端子相连接，具有防止后述分谐波振荡的功會K。
[0017]FB比较器36的输入端子与FB端子及基准电源V2相连接。在FB端子电压低于基准电源V2时，FB比较器36判断为负载功率小，从FB比较器36向后级单触发电路37输出清除信号CLR，停止开关动作。此外，当FB端子电压高于基准电源V2时，FB控制器36使开关动作开始。由此，FB比较器36实现在轻负载时暂停开关动作的脉冲动作。
[0018]单触发电路37在振荡器34的振荡信号Dmax的上升沿被触发并生成提供给后级RS触发器38的置位脉冲。此外，该置位脉冲还成为消隐信号，该消隐信号用于防止由M0SFET17导通时在CS端子所产生的噪声而导致错误地使M0SFET17截止的情形。在向单触发电路37输入H电平的清除信号CLR的期间，单触发电路37不输出提供给RS触发器38的置位脉冲。
[0019]RF触发器38与或门39和与门40—同生成P丽信号。即，在或门39中，利用所输入的单触发电路37的输出信号和RS触发器38的输出信号来生成2个输出信号的逻辑或(OR)信号。
[0020]基本上，该或门39的输出信号成为PWM信号，但进一步基于振荡器34的振荡信号Dmax在与门40决定PffM信号的最大占空比。
[0021 ] 从低压误动作防止电路32输出的UVLO信号经由或门41提供至驱动电路(OUTPUT)42，从而对是否允许驱动电路42的动作进行控制。驱动电路42利用从驱动电路42经由OUT端子输出的开关信号Sout对M0SFET17的栅极进行开关控制。即，VCC端子电压低从而UVLO信号成为H电平时，使驱动电路42的输出成为截止(输出使M0SFET17截止的信号)。相反，VCC端子电压高从而UVLO信号为L电平且锁存电路49的输出信号成为L电平时，驱动电路42根据与门40的输出信号对MOSFET17的栅极进行开关控制。
[0022]电平移位电路43具有将FB端子的电压电平移位进能输入至CS比较器44的电压范围的功能，电平移位电路43的输出信号提供至CS比较器44的反转输入端子(_)。向CS比较器44的非反转输入端子(+ )提供斜率补偿电路35的输出信号。另外，内部电源电压经由电阻RO与FB端子相连接，该电阻RO成为构成光电耦合器21的光电晶体管的负载电阻(上拉电阻)。由此，利用由电阻RO引起的来自内部电源电路33的电压下降，对施加于连接至开关电源装置100的负载25的电压与基准电压之差被放大而得到的误差信号的大小进行检测。另外，误差信号是其值越大、表示负载越重的信号。
[0023]CS比较器44对实施了后述的用于防止分谐波振荡的斜率补偿的CS端子电压和电平移位后的FB端子电压进行比较，决定M0SFET17的截止定时。
[0024]此外，控制IC8的CS端子与OCP比较器45相连接，该OCP比较器45决定M0SFET17的过电流检测电平。OCP比较器45的非反转输入端子(+ )与CS端子相连接，反转输入端子(-)与基准电源V3相连接，由OCP比较器45决定M0SFET17的过电流检测电平。
[0025]之后，来自CS比较器44的截止信号及由延迟时间控制电路50调整了延迟时间之后的来自OCP比较器45的截止信号均经由或门46提供至RS触发器38的复位端子。
[0026]另外，从电流源47经由LAT端子向热敏电阻9提供电流。LAT比较器48与LAT端子及基准电源V4相连接，若检测出LAT端子的电压(即热敏电阻9的电压)降低成在基准电源V4的电压以下，则判断为过热状态，向锁存电路49输出置位信号。
[0027]锁存电路46接受LAT比较器48的置位信号，将H电平的锁存信号Latch输出至或门41和或门51。由此，驱动电路42断开，启动电路31接通。此外，向锁存电路49的复位端子提供低压误动作防止电路32的UVLO信号，若VCC端子的电位下降，则锁存状态被解除。
[0028]若内部电源电路33启动并向内部电路供电，则电压经由电阻RO和FB端子施加于构成光电親合器21的光电晶体管，FB端子电压上升。
[0029]若FB端子的电压信号成为一定电压值以上，贝Ij从振荡器34输出振荡信号Dmax，在振荡信号Dmax的上升沿触发的单触发电路37向RS触发器38输出置位脉冲。
[0030 ]该置位脉冲与RS触发器3 8的输出信号一同输入至或门39。然后，或门3 9的输出信号作为PffM信号通过与门40和驱动电路42从OUT端子输出至M0SFET17的栅极端子，成为开关信号Sout并驱动M0SFET17。
[0031]由此，在振荡信号Dmax的上升沿，M0SFET17成为导通。另外，对RS触发器38的输出信号和来自单触发电路37的置位脉冲进行逻辑或是为了防止如下情况:S卩，M0SFET17导通时在CS端子产生的噪声引起RS触发器38复位从而M0SFET17在导通后立即截止。
[0032]若M0SFET17导通，则感测电阻12有漏极电流Ids流过，从而控制IC8的CS端子电压上升。然后，若由控制IC8的斜率补偿电路35进行斜率补偿后的CS端子电压达到由电平移位电路43将FB端子电压进行电平移位后的电压，则从CS比较器44经由或门46向RS触发器38输出复位信号。
[0033]由于RS触发器38被复位，使得或门39的输出成为L电平(在通常动作中，该时刻来自单触发电路37的置位脉冲成为L电平)，由此与门40的输出也成为L电平，因此由开关信号Sout 使 M0SFET17 截止。
[0034]此外，即便开关电源装置所连接的负载25极重、反馈至控制IC8的FB端子的电压值(高压侧)在控制范围以外，OCP比较器45也能将CS端子的电压值与基准电源V3的值进行比较，从而在CS端子的电压值在基准电源V3的值以上的情况下，能使MOSFET17截止。
[0035]在由CS比较器44将FB端子电压电平移位后的电压与CS端子的电压进行比较之前，由斜率补偿电路35对CS端子的电压加上与M0SFET17的导通宽度成比例的斜率补偿电压从而进行斜率补偿。
[0036]—般地，若M0SFET17在稳定状态下动作，则在各开关周期的最初流过M0SFET17的电流大小为恒定。然而，若M0SFET17的占空比(导通时比率=导通宽度/开关周期)过大，则电流大小不恒定，在每个开关周期流过M0SFET17的电流状态发生变动。若发生该现象，流过M0SFET17的电流成为开关频率的信号重叠有低频信号的状态。
[0037]这样的低频下的振荡公知为分谐波振荡，但分谐波振荡具有发生分谐波振荡的条件。通过对CS端子的电压重叠单调增加的信号来进行斜率补偿从而使其发生条件不成立，从而能防止分谐波振荡。
[0038]此处，在开关电源装置100中，控制IC8的振荡器34生成使M0SFET17进行开关动作的振荡信号Dmax，代表性地，使用65kHz、25kHz以及它们之间的频率。即，在负载25为重负载时，开关频率固定于65kHz并动作，随着负载25成为轻负载，频率可从65kHz到25kHz为止发生变动。若频率降低至25kHz，则将频率固定于25kHz，防止频率降低到成为变压器T的鸣音原因的可听频率。这样，随着变成轻负载而降低动作频率，从而能提高开关电源装置100的效率。
[0039]此处，开关频率固定于例如65kHz的情况下，以65kHz为基波的高次谐波同时发生，该高次谐波作为辐射EMI和传导EMI放射至开关电源装置100之外。这种EMI噪声对其它电子设备的动作产生不良影响，因此规定了要求限制基准使得不输出一定量以上的噪声。下面，对传导EMI噪声进行讨论。
[0040]开关电源装置100这样的电源电子领域，作为降低传导EMI噪声的方法使用抖动(频率扩散)(例如，参照专利文献I)。
[0041]图12是表示噪声能量根据有无抖动而不同的图，横轴表示频率，纵轴表示噪声能量。此外，图12(a)表示没有抖动的情形，(b)表示有抖动的情形。在该图12(b)中，示出了以没有抖动的频率fs为中心将频率扩散至± Δ f的范围的中心扩散的情形。
[0042]在没有抖动的情况下，噪声能量集中于频率fs的位置处而成为高峰值，但通过以频率fs为中心在± Af的范围内扩散频率从而噪声能量被分散，噪声能量的平均值降低。由此，在没有抖动而峰值超过要求限制的情况下，若有抖动，则能使峰值成为要求限制以下。
[0043]图13是表示对开关频率进行扩散时的噪声电平的衰减效果的图。在该图13中，横轴表示扩散宽度，纵轴表示衰减量，示出在基波频率f s为65kHz、测定频率宽度即分辨率带宽RBW为9kHz时的噪声的衰减量。
[0044]根据该图13，示出了扩散宽度越宽、衰减量S越大，噪声电平的衰减效果越大。此夕卜，此时的衰减量S能由以下数学式来表达(例如，参照专利文献2)。
S= 10 X log(2 X δ X fs/RBff) = 10 X log(2 Δ f/RBff)
此处，δ是扩散率(% )，f s是动作频率(Hz)，Δ f是单侧扩散宽度(=f s X δ) (Hz)，RBW是分辨率带宽(Hz)。根据该衰减量S的数学式示出了扩散宽度(2 △ f)和分辨率带宽RBW之比越大衰减效果越大。
[0045]而且，当前的传导EMI标准中，将EMI噪声的测定频率范围定为从150kHz到30MHz，因此，关于衰减效果需要考虑150kHz以上的高次谐波。根据图13，为了获得3dB以上的衰减量，需要将扩散宽度(2 Af)确保在20kHz以上。此处，对基本的开关动作频率fs为65kHz和25kHz，将扩散宽度定为固定比率(此处为±7%)的情形进行说明。即，开关电源装置100在重负载时以65kHz 土4.55kHz进行动作、轻负载时以25kHz 土 1.75kHz进行动作。
[0046]65kHz 土 4.55kHz的150kHz以上的高次谐波相当于次数n = 3，该3次谐波的频率为3X (65kHz 土4.55kHz) = 195kHz ± 13.65kHz，扩散宽度为27.3kHz。另外，高次谐波随着次数升高其能量越小，因此，若3次谐波低于EMI限制，则4次以上的高次谐波的衰减量无需考虑。
[0047]25kHz 土 1.75kHz的150kHz以上的高次谐波相当于次数η = 6，该6次谐波的频率为6X (25kHz±I.75kHz) = 150kHz±10.5kHz，扩散宽度为21kHz。
[0048]因此，对于开关动作频率f s为65kHz和25kHz，将扩散宽度设为±7%，从而在EMI噪声的测定频率范围内能确保20kHz以上的扩散宽度，能获得3dB以上的衰减量。
[0049]图14是表示具有进行频率扩散的抖动控制电路的振荡器结构例的电路图，图15是表示抖动控制电路的结构例的电路图。
如图14所示，振荡器34包括:检测出反馈电压FB的缓冲放大器61、根据该缓冲放大器61的输出来控制流过晶体管(η沟道型的MOS — FET)N1的电流的放大器62。晶体管NI与由晶体管(P沟道型的MOS—FET)P1、P2构成的电流镜电路相连接，流过晶体管NI的电流成为该电流镜电路的输入电流。该电流镜电路的输出电流提供至电流镜电路的输出端即晶体管P2的漏极端子所连接的晶体管N2，用于控制流过晶体管N5的电流。进一步地，电流镜电路的输出电流经由晶体管N3和晶体管P3用来控制流过晶体管P4的电流。
[0050]另外，晶体管P4、N5经由互补地进行导通和截止控制的晶体管P5、N4进行串联连接。此外，晶体管P5、N4的串联连接点连接有电容器C。晶体管P5起到如下作用:S卩，在该晶体管P5进行导通动作时，以流过晶体管P4的电流对电容器C进行充电。此外，晶体管N4起到如下作用:即，在该晶体管N4进行导通动作时，以流过晶体管N5的电流对电容器C进行放电。
[0051]磁滞比较器63对电容器C的充放电电压和规定的基准电压Vref (由于是磁滞比较器，因此实际上由高侧的基准电压VrefH和低侧的基准电压VrefL这2个基准电压来构成)进行比较，反相器64将迟滞比较器63的输出反转来生成用于对M0SFET17进行导通和截止驱动的振荡信号Dmax。此外，同时将磁滞比较器63的输出用作对晶体管P5、N4进行互补的导通和截止驱动的控制信号、以及对抖动控制电路70的动作进行规定的时钟信号。
[0052]如图15所示，抖动控制电路70包括:与晶体管Pl之间并联连接的构成电流镜电路的多个(4个)晶体管？11、？12、？13、？14;以及与这些晶体管？11、？12、？13和？14分别串联连接的晶体管P15、P16、P17和P18。晶体管P15、P16、P17和P18起到如下作用:S卩，晶体管P15、P16、?17和？18接收分频器兼计数器71的输出如、01、02、03而被控制为导通和截止，选择性地提取流过晶体管P11、P12、P13、P14的电流并相加于晶体管N2的漏极电流。
[0053]另外，分别流过各晶体管P11、P12、P13、P14的电流例如设定为11、12(= 2.11),13(=2.12 = 4.11)、14(=2.13 = 4.12 = 8.II)。这些电流比可通过分别改变在与晶体管Pl之间形成电流镜电路的晶体管P11、P12、P13、P14的栅极宽度/栅极长度来进行设定。
[0054]此外，分频器兼计数器71对磁滞比较器63的输出进行分频并进行计数动作。此外，分频器兼计数器71对其计数值进行计数，例如在
[0000]-
[1111]的范围内依次改变其输出
00、01、02和03。由此，对晶体管？15、？16、？17、？18选择性地进行导通和截止控制。而且，通过晶体管？15、？16、？17和？18的选择性导通动作，能选择性地输出流过晶体管？11、？12、？13和P14的电流。
[0055]其结果是，抖动控制电路70的输出电流b阶梯状地变化，其输出电流b施加于晶体管N2 ο于是，给对电容器C进行充电的电流带来阶梯状的变化，从而将该电容器C充电到所述基准电压Vref为止的时间也周期性地变化。其结果是，给经由磁滞比较器63输出的脉冲信号的频率带来固定幅度的周期性的波动。这种振荡频率的控制是驱动M0SFET17的开关频率的抖动控制。而且，通过该抖动控制，伴随M0SFET17的开关而产生的EMI噪声得到频率扩散，由此降低EMI噪声。
现有技术文献专利文献
[0056]专利文献I:日本专利特开2014 — 204544号公报专利文献2:日本专利特开2008-5682号公报(数学式2)

【发明内容】

发明所要解决的问题
[0057]然而，对于当前的传导EMI标准(测定频率范围超过150kHz)，探讨进行如下规定:将EMI噪声的测定频率范围扩大至150kHz以下的低频带，使得在更低测定频率范围中也不产生传导EMI噪声。若测定频率范围扩大，则开关动作的频率即噪声能量最大的基波频率也落入测定频率范围内，需要应对来自开关频率的基波(例如65kHz)的噪声。若利用EMI滤波器对其进行抑制，则具有如下问题:由于处于低频带，电感器和电容器的常数变大，元器件尺寸随之增大，开关电源装置的尺寸增大，进而成本有可能增加。
[0058]本发明鉴于上述点而完成，其目的在于提供开关电源装置的控制电路和开关电源装置，在通过变更电源电子领域的传导EMI标准而扩大的低频区域中也能应对噪声。
解决技术问题所采用的技术方案
[0059]在本发明中为了解决上述问题，提供一种开关电源装置的控制电路，进行控制以便通过对连接至输入电压的开关元件进行开关来生成规定的直流电压并输出至负载时，该开关电源装置的控制电路进行控制使得随着所述负载从重负载转变成轻负载将开关频率降低。该开关电源装置的控制电路包括:振荡单元，该振荡单元通过对与所述负载的大小相应的规定电流进行切换以便对电容器充电或使所述电容器放电，从而决定与所述负载的大小相应的所述开关频率；以及抖动控制单元，该抖动控制单元设于所述振荡单元并使所述开关频率进行频率扩散，随着所述负载从重负载转变成轻负载，所述抖动控制单元进行控制以扩大开关频率的扩散宽度。
[0060]此外，本发明提供一种开关电源装置，其包括控制电路，该控制电路进行控制以通过对连接至输入电压的开关元件进行开关来生成规定的直流电压并输出至负载时，该控制电路进行控制使得随着所述负载从重负载转变成轻负载将开关频率降低。根据该开关电源装置，所述控制电路包括:振荡单元，该振荡单元通过对与所述负载的大小相应的规定电流进行切换以对电容器充电或使所述电容器放电，从而决定与所述负载的大小相应的所述开关频率；以及抖动控制单元，该抖动控制单元设于所述振荡单元并使所述开关频率进行频率扩散，随着所述负载从重负载转变成轻负载，所述抖动控制单元进行控制以扩大开关频率的扩散宽度。
发明效果
[0061]上述结构的开关电源装置的控制电路和开关电源装置进行如下控制，在进行可变控制的开关频率的整个区域内随着负载从重负载转变成轻负载，将所提供的频率扩散扩大。由此，具有如下优点:尤其在EMI噪声的测定频率范围扩大至低频带的情况下，也能降低最小振荡频率引起的噪声。
【附图说明】
[0062]图1是表示本发明的抖动控制的概念的图。
图2是表示噪声降低效果的图。
图3是表示实施方式I所涉及的开关电源装置的控制IC上所设的振荡器的大致结构的图。
图4是表示图3的振荡器上所设的抖动控制电路的大致结构的图。
图5是表示实施方式2所涉及的开关电源装置的控制IC上所设的振荡器的大致结构的图。
图6是表示图5的振荡器上所设的抖动控制电路的大致结构的图。
图7是表示实施方式3所涉及的开关电源装置的控制IC上所设的振荡器的大致结构的图。
图8是表示图7的振荡器上所设的抖动控制电路的大致结构的图。
图9是表示本发明的另一抖动控制的概念的图。
图10是表示回扫式开关电源装置的代表性结构例的电路图。
图11是表示控制IC的电路结构例的框图。
图12是表示噪声能量根据有无抖动而不同的图，(a)表示无抖动的情形，(b)表示有抖动的情形。
图13是表示对开关频率进行扩散时的噪声水平的衰减效果的图。
图14是表示具有进行频率扩散的抖动控制电路的振荡器结构例的电路图。
图15是表示抖动控制电路的结构例的电路图。
【具体实施方式】
[0063]下面，参照附图，对本发明的实施方式进行详细说明。另外，在以下说明中，开关电源装置的整体结构与上述图10相同，控制IC的整体电路结构与上述图11相同，因此，对于它们的说明，参照图10和图11，相对应的结构要素使用相同的参照标号。此外，以下说明中，有时对于端子名及其端子的电压、信号等使用相同标号。
[0064]图1是表示本发明的抖动控制概念的图，图2是表示噪声降低效果的图。在图1中，横轴表示从变压器T的二次侧利用光电耦合器21传送至一次侧的反馈电压(FB电压)，纵轴表示控制IC8的振荡器34的振荡周期即MOSFET17的开关频率。
[0065]开关电源装置100的控制IC8具有如下功能:振荡器34根据与负载大小相应的反馈电压(负载越重、反馈电压越大)来改变开关频率。具体地，在反馈电压成为第一值(Vrefl)以上的负载时，振荡器34以最大振荡频率(65kHz的固定频率区域)来驱动M0SFET17。若反馈电压成为第一值以下，则随着负载变小，振荡器34降低开关频率来提高效率(降频区域)。具体地，在反馈电压成为第三值(Vref3)以下的轻负载时，振荡器34以最小振荡频率(25kHz的固定频率区域)来驱动M0SFET17。
[0066]另一方面，振荡器34利用其抖动控制电路对开关频率进行频率扩散。此处，如图1所示，抖动控制电路的开关频率的扩散宽度在65kHz的固定频率区域(FB电压在Vrefl以上的范围)中设定为±7%。在靠近65kHz的固定频率区域一侧(FB电压为Vrefl?Vref2的范围)，降频区域的扩散宽度设定为± 14 %，在靠近2 5 k H z的固定频率区域一侧(F B电压为Vref2?Vref3的范围)，降频区域的扩散宽度设定为± 17.5%。此外，25kHz的固定频率区域(FB电压为Vref3以下的范围)的扩散宽度设定为±21 %。
[0067]S卩，随着反馈电压FB从高(重负载)区域到低(轻负载)区域转移，开关频率的扩散宽度阶段性地扩大。而且，在要扩大范围的测定频率范围(< 150kHz)中，分辨率带宽RBW成为200Hz，扩散宽度(2 Δ f)与分辨率带宽之比增大(当前的测定频率〉150kHz的标准中RBW为9kHz)。因此，有效地活用上述衰减量S的式子的(2 Af/RBW)扩大并进行最优控制，从而能增大EMI噪声的降低效果。
[0068]随着该开关频率从65kHz转变成25kHz而扩大扩散宽度所带来的噪声降低效果如图2所示。即，可知:在该开关频率为65kHz的情况下，衰减量计算值成为16dB，在开关频率低于该值的情况下，衰减量计算值均成为17dB以上。另外，以测定频率范围9kHz — 150kHz的分辨率带宽RBW为200Hz来进行计算。
〔实施方式I〕
图3是表示实施方式I所涉及的开关电源装置的控制IC上所设的振荡器的大致结构的图，图4是表示图3的振荡器上所设的抖动控制电路的大致结构的图。
[0069 ] 如图3所示，振荡器34具有接收从内部电源电路33输出的电压的端子Vdd (2.5V)和Vdd(5V)、接收将负载大小转换为电压的相当于误差信号的反馈电压的反馈端子FB、以及定时电阻连接端子RT。定时电阻连接端子RT与成为该控制IC8的外设元器件的定时电阻1?_1^相连接。
[0070]反馈端子FB与放大器FB_A相连接。该放大器?8_六的输出电压成为(FB+(FB-1.06V)XR12/R11)，由电阻R11、R12决定为放大率= R12/R11，构成例如放大率为10的放大器。另外，反馈端子FB的电压FB成为小于1.06V，则放大器?8_六的输出变得小于FB，但放大器FB_A的低电位侧电源电压为接地电位，因此，放大器FB_A的最小输出成为零。
[0071 ]多输入放大器RT_A是将2个反转输入端子中较低电压进行输出的放大器。例如，在非轻负载时，在反馈电压FB较高、放大器?8_六的输出在Vdd(2.5V)的2.5V以上时，多输入放大器RT_A的输出成为2.5V。
[0072]另一方面，在轻负载时，反馈电压FB的变化量的10倍变化是放大器FB_A的输出，因此成为Vdd(2.5V)以下。因而，多输入放大器RT_A的输出变得与放大器FB_A的输出相等，成为 Vdd(2.5V)以下。
[0073 ]多输入放大器1^_4的输出与晶体管P21、P22的栅极相连接。晶体管P22和P21、晶体管N21和N22、晶体管P23和P24、晶体管N23和N24及N26、以及晶体管P25和P26分别构成电流镜电路。由晶体管P22和P21构成的电流镜电路的输出电流成为由晶体管N21和N22构成的电流镜电路的输入电流，由晶体管N21和N22构成的电流镜电路的输出电流成为由晶体管P23和P24构成的电流镜电路的输入电流，由晶体管P23和P24构成的电流镜电路的输出电流成为由晶体管N23和N224及N26构成的电流镜电路的输入电流，由晶体管N23、N224和N26构成的电流镜电路的输出电流(晶体管N24的漏极电流)成为由晶体管P25和P26构成的电流镜电路的输入电流。
[0074]此外，连接于晶体管P25、N24的后级的晶体管P26、N26构成电流源，晶体管P27、N25构成切换电容器的充放电的开关。构成该开关的晶体管P27、N25的栅极连接至由设定三角波振荡波形的上下限值的电阻R1、R2、R3、比较器CP1、CP2、以及RS触发器RSFF构成的电路。另外，在该情况下，上述VrefH成为VrefH= 5 X (R2+R3)/(Rl+R2+R3)，VrefL成为VrefL = 5 XR3/(R1+R2+R3)。此外，从RS触发器RSFF输出振荡信号Dmax。另外，晶体管P21与恒流源1并联连接，若反馈电压FB变小且放大器FB_A的输出为零，则电容器C的充放电不再进行，防止振荡停止。
[0075]此外，多输入放大器RT_A的输出为对于晶体管P22的栅极的输入，能对流过定时电阻尺_1^的电流进行控制。此时，将定时电阻连接端子RT上的端子电压设为Vrt。该多输入放大器RT_A由运算放大器构成，因此，由于运算放大器输入端子间的虚拟短路，定时电阻连接端子RT的电压Vr t的值成为与Vdd (2.5V)和放大器?13_六的输出电压中的较低电压相同的电压。因此，流过晶体管P22的电流=(电压Vrt/定时电阻1?_1^的电阻值)。此外，晶体管P22、P21构成电流镜电路，因此，流过晶体管P21的电流与流过晶体管P22的电流相等或与之成比例。
[0076]下述的没有抖动控制电路70的情况下的振荡器34的基本动作如下所述。即，将流过晶体管P21的电流和恒流源1相加得到的电流由多个电流镜电路返回，晶体管P25、P26、N24、N26生成与该相加电流相同的电流或与之成比例的电流。此处，由RS触发器RSFF的电压来切换晶体管P27、N25，对电容器C的充放电进行切换。
[0077]通过以上动作，在反馈端子FB的端子电压较高的重负载时，多输入放大器灯_八输出固定值Vdd(2.5V)，进行控制使得Vrt = 2.5V，由此，振荡频率保持为固定。另一方面，若降低反馈端子FB的端子电压使其下降到2.5V以下，则多输入放大器RT_A的输出与负载等级相应地进行线性变化，放大器?8_六的输出也发生相同变化。若反馈端子FB的端子电压下降到
2.5V以下，则对电容器C充放电的电流减小，其结果是振荡频率下降。这样，在轻负载时，使多输入放大器RT_A的输出相对于负载如上述那样变化，从而能实现根据负载来降低振荡频率。
[0078]振荡器34进一步具有抖动控制电路70，其向由上述基本动作引起的电容器C的充放电所形成的三角振荡波形施加波动。如图4所示，该抖动控制电路70包括:分频器兼计数器71;并联连接的晶体管P31 — P37;与分频器间计数器71的输出QO — Q3及相当于分频器兼计数器71的上位比特Q4 — Q6的Ad_Q0—Ad_Q2相连接的晶体管P41 — P47。抖动控制电路70进一步包括比较器CP11 — CP13、与该比较器CP11 — CP13的输出相连接的晶体管P51 — P53。
[0079]晶体管P41— P47的漏极端子进行公共连接，向图3的晶体管N23提供输出电流b。流过晶体管N23的电流是将来自晶体管P23的电流与该输出电流b相加得到的电流。其结果是，流过晶体管P26、N26的电流与将晶体管P23的电流和输出电流b相加的电流相等或与之成比例。由此，利用输出电流b来施加波动的振荡频率得到频率扩散。另外，多数情况下，通过改变构成中途的电流镜的晶体管尺寸，使得晶体管N26的电流〉晶体管P26的电流。
[0080]向分频器兼计数器71的时钟端子CLK输入振荡信号Dmax的反转信号，在每次输入有振荡信号Dmax的反转信号的脉冲时，分频器兼计数器71向上计数，若达到最大值则回到O，继续再次向上计数。
[0081]晶体管P31— P37的栅极与晶体管P23的栅极相连接，在与晶体管P23之间构成电流镜电路。晶体管P31 — P37的尺寸不相同，使得晶体管P31的电流〈晶体管P32的电流〈…〈晶体管P36的电流〈晶体管P37的电流。晶体管P31 — P34与晶体管P41 — P44串联连接。晶体管P35与晶体管P51、P45串联连接，晶体管P36与晶体管P52、P46串联连接，晶体管P37与晶体管P53、P47串联连接。
[0082]比较器CP11— CP13的非反转输入与反馈电压FB或对反馈电压FB进行放大的放大器FB_A的输出相连接(图4示出应用了放大器FB_A的输出的示例)，向反转输入输入有基准电压￥代0、￥代€2、￥代€3。基准电压￥代€1、￥代€2、￥代€3分别对应于图1中开关频率从651^^转变到降频区域的FB电压、从降频区域转变到25kHz的FB电压以及降频区域内的FB电压。
[0083]此处，晶体管P31— P34对开关频率固定于65kHz时的扩散宽度(± 7 % )进行规定。对于除此以外的扩散宽度(土 14%、± 17.5%、±21% )，由晶体管P35 — P37的组合来规定。比较器CPl I — CP13根据反馈电压FB对晶体管P51 — P53进行导通和截止控制来切换其扩散宽度。
[0084]S卩，设放大器FB_A的输出电压为Vfb时，Vref l〈Vfb的情况下，所有比较器CPl I —CP13的输出成为H电平，对晶体区P51 — P53进行截止控制。此处，通过使用分频器兼计数器71的控制，能使输出电流b成为相当于由晶体管P31 —P34规定的扩散宽度(±7% )的值。
[0085]Vref2〈Vfb〈Vrefl的情况下，比较器CPll的输出成为L电平，比较器CP12、CP13的输出成为H电平，仅对晶体管P51进行导通控制，对晶体管P52、P53进行截止控制。此处，通过使用分频器兼计数器71的控制，能使输出电流b成为相当于由晶体管P31 — P35规定的扩散宽度(±14%)的值。
[0086]￥^€3〈￥作〈￥^€2的情况下，比较器CPll、CP12的输出成为L电平，比较器CP13的输出成为H电平，对晶体管P51、P52进行导通控制，对晶体管P53进行截止控制。此处，通过使用分频器兼计数器71的控制，能使输出电流b成为相当于由晶体管P31 — P36规定的扩散宽度(±17.5%)的值。
[0087]Vfb〈Vref3的情况下，比较器CP11 —CP13的输出成为L电平，对晶体管P51—P53进行导通控制。此处，通过使用分频器兼计数器71的控制，能使输出电流b成为相当于由晶体管P31 — P37规定的扩散宽度(±21%)的值。
〔实施方式2〕
图5是表示实施方式2所涉及的开关电源装置的控制IC上所设的振荡器的大致结构的图，图6是表示图5的振荡器上所设的抖动控制电路的大致结构的图。在图5和图6中，对于与图3和图4所示结构要素相同或等同的结构要素标注相同标号并省略详细说明。
[0088]在实施方式I中，根据反馈电压FB或对反馈电压FB进行放大的放大器FB_A的输出来变更对电容器C充电的电流，但实施方式2与实施方式I不同，根据反馈电压FB或对反馈电压FB进行放大的放大器FB_A的输出来变更电容器C的电容。另外，图6示出应用反馈电压Fb的示例。
[0089]因此，振荡器34a中，晶体管P22和P21、晶体管N21、N24和N26、以及晶体管P25、P26分别构成电流镜电路。连接于晶体管P26、N26之间的晶体管P27、N25的公共连接点与具有电容可变功能的抖动控制电路70a的端子C相连接。
[0090]抖动控制电路70a包括连接至分频器兼计数器71的输出Q0 — Q3、Ad_Q-—Ad_Q2的晶体管P41 — P47、以及连接至比较器CP11 — CP13的输出的晶体管P51 — P53。晶体管P41 —P44、P51 — P53的源极经由端子C连接至晶体管P27、N25的公共连接点。晶体管P41 一 P47的漏极分别连接至电容器Cl 一 C7的一端，电容器Cl 一 C7的另一端接地。另外，端子C连接有电容器CO。该电容器CO用于防止下述情况的发生:若分频器兼计数器71的输出均为H电平并且所有电容器Cl 一 C7离开端子C，则电容器Cl 一 C7不再进行充放电，从而振荡停止。另外，若电容器Cl—C7的电容值也以Cl—C7来表示，则C1〈C2〈‘-〈C6〈C7。
[0091 ]抖动控制电路70a中，恒定负载状态下开关频率设定为最大振荡频率(65kHz)的固定频率区域中，分频器兼计数器71仅选择性地对晶体管P41 — P44进行导通和截止控制。其结果是，仅选择性地使用电容器CO、Cl 一 C4来控制其充放电。
[0092]与此不同，在设定于开关频率随着负载变动而改变的降频区域和最小振荡频率(25kHz)的情况下，根据反馈电压FB来切换电容器CO、Cl 一C7的组合。由此，对端子C与接地之间的电容进行可变设定，得到与反馈电压FB相应的扩散宽度。
〔实施方式3〕
图7是表示实施方式3所涉及的开关电源装置的控制IC上所设的振荡器的大致结构的图，图8是表示图7的振荡器上所设的抖动控制电路的大致结构的图。在图7和图8中，对于与图3和图4所示结构要素相同或等同的结构要素标注相同标号并省略详细说明。
[0093]该实施方式3的振荡器34b包括如图8所示的振荡控制电路70b以代替对施加于晶体管N23的输出电流b进行控制的实施方式I的抖动控制电路70。进一步地，该振荡器34b包括安装于晶体管P27、N25之间的放电控制用晶体管N27。另外，除抖动控制电路以外部分的各电流镜电路的结构与实施方式2所涉及的图5相同。
[0094]振荡器34b基本上利用根据反馈电压FB设定的电流、即设定于晶体管P26、N26的电流来对电容器C进行充放电。此时，利用抖动控制电路70b的输出信号ο来对晶体管N27进行导通和截止控制，从而对电容器C的放电进行控制。尤其，抖动控制电路70b具有如下功能:对晶体管N27进行导通和截止控制，从而对电容器C的充电结束起到放电开始为止的时间进行可变设定。
[0095]g卩，如图8所示，抖动控制电路70b在图4所示的抖动控制电路70的结构的基础上还包括辅助电容器Ca，由选择性地通过晶体管P41 — P47的输出电流来对该辅助电容器Ca进行充电。进一步地，抖动控制电路70b包括:对RS触发器RSFF的输出(时钟信号CLK =振荡信号Dmax的反转信号)进行逻辑反转的反相器73;以及对辅助电容器Ca进行放电控制的晶体管N31、以及比较器CP14。在辅助电容器Ca的充电电压超过基准电压Vref^t，比较器CP14使晶体管N27导通。
[0096]这样构成的抖动控制电路70b与时钟信号CLK同步地对辅助电容器Ca进行充放电控制。即，在对电容器C进行充电的过程中，时钟信号CLk成为L电平的期间，晶体管N31导通从而辅助电容器Ca放电，若电容器C的充电结束并时钟信号CLK成为H电平，则晶体管N31截止从而开始对辅助电容器Ca充电。
[0097]在辅助电容器Ca的充电电压达到基准电压Vref4时，比较器CP14使晶体管N27进行导通动作，从而允许电容器C放电。换言之，在辅助电容器Ca的充电电压未达到基准电压Vref 4的期间，比较器CP14保持晶体管N27的截止状态，禁止电容器C放电。
[0098]因而，电容器C接收来自晶体管P26的电流而被充电，在其充电电压达到基准电压后，经过晶体管N27保持为截止状态的期间之后，利用由晶体管N26引出的电流来进行放电。其结果是，利用抖动控制电路70b对其充放电的停止期间进行可变设定。通过对该停止期间进行可变设定，从而对M0SFET17进行导通和截止驱动的脉冲信号的周期受到可变设定，由此，对开关频率进彳丁控制。
[0099]此外，将开关频率设定为最大振荡频率(65kHz)的情况下，在较小的范围内选择性地设定对辅助电容器Ca进行充电的电流。因而，辅助电容器Ca的充电需要较长时间，停止期间设定为较长。于是，开关频率的开关振幅受到来自晶体管P31 — P34的电流的控制，被设定得较小。
[0100]不同于此，在设定于开关频率随着负载变动而改变的降频区域和最小振荡频率(25kHz)的情况下，将对辅助电容器Ca进行充电的电流在较大范围为止选择性地扩大。因而，在该情况下，辅助电容器Ca的最小充电时间缩短，其结果是，最小停止期间设定为较短。于是，电容器C的最小充放电周期与停止期间缩短相应地缩短，对M0SFET17进行导通和截止控制的脉冲信号的最小周期缩短。于是，开关频率的扩散宽度受到来自晶体管P31 — P37的电流的控制，设定得较小。因而，降频区域和最小振荡频率的固定频率区域中，抖动频率相对于开关频率的扩散宽度依次扩大。
〔其它实施方式〕
图9是表示本发明的另一抖动控制的概念的图。
[0101]上述图1所示的抖动控制中，以3个阶段来切换开关频率的扩散宽度，与此不同，图9所示抖动控制中，以2个阶段来切换开关频率的扩散宽度。
[0102]根据该抖动控制，在开关频率为最大振荡频率(65kHz)的固定频率区域中，将开关频率的扩散宽度设定为±7%。在降频区域中，开关频率的扩散宽度设定为± 14%，在最小振荡频率(25kHz)固定频率区域中，开关频率的扩散宽度设定为±21 %。
[0103]为了将开关频率的扩散宽度设定为如上那样的值，在实施方式I至实施方式3的抖动控制电路70、70a、70b中，只要将反馈电压FB仅与基准电压Vrefl、Vref4比较即可。即，从实施方式I及实施方式3的抖动控制电路70、70b中删除比较器C12及其基准电压Vref2、与比较器CP12的动作相关的晶体管P36、P46、P52并将晶体管P47的栅极连接至Ad_Ql即可。此外，从实施方式2的抖动控制电路70a删除比较器CP12及其基准电压Vref2、与该比较器CP12的动作相关的晶体管P46、P52和电容器C6，并使电容器C6的电容值与电容器C7相同，进一步将晶体管P47的栅极连接至Ad_Ql即可。
[0104]另外，在上述实施方式中，以商用交流电源作为输入的反扫式开关电源装置为例进行了说明，但本发明不限于该方式的开关电源装置，输入也可以是电池等直流电源，当然也可以应用于使用单独的电感而非使用变压器的开关电源。
标号说明
[0105]I交流电源
2共模扼流圈 3 X电容器 4二极管电桥 5电容器 6 二极管 7限流电阻 8控制IC 9热敏电阻 10电容器 11电阻 12感测电阻 13电容器
14二极管 15辅助绕组
16一次绕组
17MOSFET
18二次绕组
19二极管 20电容器
21光电親合器 22分路调节器 23，24电阻 25负载 31启动电路 32低压误动作防止电路 33内部电源电路 34，34a，34b 振荡器 35斜率补偿电路 36 FB比较器 37单触发电路 38 RS触发器 39或门 40与门 41或门 42驱动电路 43电平移位电路
44CS比较器
45OCP比较器46或门47电流源48 LAT比较器49锁存电路50延迟时间控制电路51或门61缓冲放大器62放大器63磁滞比较器64反相器
70,70a,70b抖动控制电路71分频器兼计数器73反相器100开关电源装置C0，C，C1-C7 电容器CP1，CP2，CP11-CP14 比较器Ca辅助电容器FB—A放大器1恒流源
N1-N5 ,N21-N27，N31，P1_P5 ,P11-P18 ,P21-P27 ,P31-P37 ,P41-P47 ,P51-P53 晶体管
R_RT定时电阻
R0，R1，R2，R3，R11，R12 电阻
RSFF RS触发器
RT_A多输入放大器
T变压器
V1,V2,V3,V4基准电源
Vref ,VrefH,VrefL1Vref I ,Vref2 ,Vref3 基准电压
【主权项】
1.一种开关电源装置的控制电路， 该开关电源装置的控制电路在进行控制以通过对连接至输入电压的开关元件进行开关来生成规定的直流电压并输出至负载时，进行控制使得随着所述负载从重负载转变为轻负载而将开关频率降低，该开关电源装置的控制电路的特征在于，包括: 振荡单元，该振荡单元通过对与所述负载的大小相应的规定电流进行切换以对电容器充电或使所述电容器放电，从而决定与所述负载的大小相应的所述开关频率;以及 抖动控制单元，该抖动控制单元设于所述振荡单元并使所述开关频率进行频率扩散， 随着所述负载从重负载转变成轻负载，所述抖动控制单元进行控制以扩大开关频率的扩散宽度。2.如权利要求1所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于， 随着所述负载从重负载转变为轻负载，所述抖动控制单元增大对所述电容器充电的所述电流的变化范围，从而扩大开关频率的扩散宽度。3.如权利要求1所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于， 随着所述负载从重负载转变为轻负载，所述抖动控制单元增大所述电容器的电容的变化范围，从而扩大开关频率的扩散宽度。4.如权利要求1所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于， 所述抖动控制单元进行可变设定，以随着所述负载从重负载转变为轻负载，增大所述电容器的充电结束时起到放电开始为止的时间的变化范围。5.如权利要求2至4中任一项所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于， 所述抖动控制单元利用多个比较器来阶段性地检测出所述负载从重负载转变为轻负载的情况，所述多个比较器将各不同值的基准电压与表示所述负载的大小的反馈电压进行比较。6.—种开关电源装置， 包括控制电路，该控制电路在进行控制以通过对连接至输入电压的开关元件进行开关来生成规定的直流电压并输出至负载时，进行控制以使得随着所述负载从重负载转变为轻负载而将开关频率降低，该开关电源装置的特征在于， 所述控制电路包括: 振荡单元，该振荡单元通过对与所述负载的大小相应的规定电流进行切换以对电容器充电或使所述电容器放电，从而决定与所述负载的大小相应的所述开关频率;以及 抖动控制单元，该抖动控制单元设于所述振荡单元并使所述开关频率进行频率扩散， 随着所述负载从重负载转变成轻负载，所述抖动控制单元进行控制以扩大开关频率的扩散宽度。
【文档编号】H02M3/335GK105978317SQ201610081853
【公开日】2016年9月28日
【申请日】2016年2月5日
【发明人】西岛健, 西岛健一
【申请人】富士电机株式会社