功率整流器电路和系统、相关方法、包括此类电路或系统的飞行器的制作方法

专利名称：功率整流器电路和系统、相关方法、包括此类电路或系统的飞行器的制作方法
技术领域：
本发明涉及功率整流器设备和方法、相关系统和包括此类设备和/或系统的飞行
O
背景技术：
在通过功率电子电路转换和调节电能的领域中，许多应用需要交/直流(AC/DC) 整流器类型的功能，其中AC侧执行电网电压相电流的正弦采样，以便使功率因数优化为更 接近1，并且获得最佳能量效率和/或符合输电网的质量标准。DC侧构成这些电路的输出。 这样的交流电网的AC侧供电可以例如是安装在飞行器中用于给机载网络供电的发电系 统，如在申请FR-2 881 896和FR-2 897 731中所述。当然，DC级自己可以给DC/DC或DC/ AC转换器供电，例如一个电机换流器或一个备用电源。功率电子技术的发展比与脉宽调制技术(PWM)相关的有源限幅整流器AC/DC转换 器的性能表现先进。这些电路基本上基于功率半导体元件，其脉冲调制允许调节交流电网 上采集的功率通量。这些电路同样允许调节DC直流输出电压，尤其是为了给其它DC/DC或 DC/AC变换器供电。当前已知的解决方案为两级电压调制，因此其具有需要AC侧高值电感和重量体 积大的缺陷。已知解决方案使用被称为“标准化”的对称转换单元，以电压逆变器的形 式，其配备由PWM发电机控制的两组二极管-晶体管(双二极管-晶体管(dual transistor-diode))。例如已经知道了在一个直流电压电源E上串联的双二极管-晶体管。这些电路具有多功能和模块化优势，然而尽管如此由于增多的晶体管以及施加在 晶体管上的电子命令的数量，还是迅速地变得复杂。此外，这些系统显现出比无源二极管 整流器更低的可靠性，并且由于具有两倍多的元件且它们由于高频切换平均产生额外的损 失，以及工业中巨大的元件电压标定(calibre)，典型的1200V，而具有高出许多的功率损 失。此外，这些系统基于两级的电压限幅(换而言之提供两级AC侧直流电压_E/2V 和E/2V)，这意味着在整流器输入端使用随伏特-秒而变化的高数值AC电流平滑电感(与 乘以限幅周期Tdec的电压E成比例，其中E表示DC电压且Tdec (或Fdec)表示限幅周期 (分别是限幅频率))。由此产生较大的重量和体积。在这些传统电路中，转换(commutation)单元由两个串联晶体管组成。它们之间 任一个的低阻抗故障(或短路)表现为直流总线的短接，其中大量能量可能被储存，尤其是 几百焦耳。若未能快速保护晶体管，这些能量可足够导致机盒爆炸。即便存在这样的保护，此类故障可扩展到供电网及电路的其他相邻单元，这意 味着向电路添加额外的绝缘和冗余装置，以保证有故障电路那部分的安全并追求在备用 (secours)模式下的能量管理。
最终电路则快速具有更为复杂、更为昂贵的安装配置，并且很可能相对于简单的 二极管无源整流器而言具有不可靠的风险。因此需要具有可容许故障、既在施加在电感上的伏特-秒方面可靠高效、又使用 弱标定电压的开关的整流器电路。为了提供单向功率直流总线，在功率可逆性缺乏、禁止或不可能的特定情况下，例 如在初始供电网是交流类型的，以上的一部分缺陷将不再存在。装配在飞行器上的网络通 常具有这些特征，其中一个交流发电机向整个飞行器供应电能。在缺乏可逆性的情况下，获得限幅电路的简化情况，转换单元可以不再电流可逆， 而仅包括唯一一个晶体管和一个二极管，从而包括的晶体管和晶体管控制装置的数量减 少。由此成本降低，电路控制故障的风险减少，且功率损失减弱。这些电路因此适于要求大 功率范围和工业电压，例如从300V到1200V，典型的是800V的应用/仪器。由此获得的电路通常被称为PFC (Power Factor Correction或功率因数校正)电 路或正弦采样的“升压”整流器(升压变压器)。在三相供电的情况下，这些升压整流器基本上使用与单或双升压电路相关联的具 有六个二极管的桥或具有三个带2或4个二极管的整流器分支的桥(用于电源的所有三 相)。图1中表示了一个带2个二极管整流器的双升压电路，并且它具有三级AC侧电压， 这允许将测定电感的伏秒除以2。这一电路被特别记录在巴博萨的论文中(“Three-Phase Power Factor Correction Circuits for Low-Cost Distributed Power Systems (低成本 配电系统的3相功率因数校正电路”，Peter Mantovanelli Barbosa-2002年7月31日，弗 吉尼亚，布莱克斯堡，弗吉尼亚理工大学研究院取得的论文报告)。可观察到两个电流单向升压单元10和11，每个通过整流二极管13和14以及一个 阻抗15连接到交流电源12上。每个升压单元由二极管100或110、开关102或112和(定 义DC直流电压总线的)电容器104或114组成。随后，相区别地称为“升压单元元件”和 “升压元件”，例如升压二极管。这一电路以与对晶体管_开关的控制命令的重复频率相对应的限幅频率Fdec运 行。这些解决方案简化了限幅电路，伴随有输入阻抗15的减少，尤其是得益于允许使 用减少一半的阻抗的第三级的出现(这里，在AC侧获得电压级-E/2，0和E/2)。同样获得全部元件(升压二极管和晶体管)的减少一半的电压以及对这些减少如 此多的元件具有从1200V到600V的容许范围的标定。图1的电路已经是迈向更为确定的性能保障的第一步。事实上，两个晶体管中任 一个上的任何故障自动被升压二极管隔离。在这样一种情况下DC总线的短接因此被避免。然而，该故障被汇报给AC相并且将着手进行绝缘操作，例如通过保险丝或闸流晶 体管。可注意到，尽管如此，两个升压单元中的一个的绝缘使得该电路仅在AC侧输入波 的仅半周期期间运行。针对这一限制的一种解决方案是已知的，尤其是通过专利申请FR 2 809 548，它 通过描述一个多级升压整流器电路引入一种拓扑冗余，其中的一个特例是5级。在图2a和 2b中表示了描绘该已知整流器电路的拓扑结构的两个等效示意图。
这一电路包括4个升压单元20至23。单元20和21构成的第一级再现图1的电 路拓扑结构(缺少整流二极管13和14)。相同的第二极(单元22和23)已在第一级后被 添加，从AC侧总输出中创造出5级输出电压-E/2 ；-Ε/4 ；0 ；Ε/4 ；Ε/2。可观察到同一级的级联允许减少一半标定并仅使用600V标准电压。第二级的存在允许使限幅频率翻倍到2Fdec。若AC网处于高频且施加到电感上的 伏秒的减少造成无源元件尤其是输入电感15的体积的减少，通过允许有用通频带的增加， 直至几百千赫兹的频率因此是有可能的。无源元件的这一减少尤其允许将减弱的电压施加 到各元件中以便得到同样的供电电压并且由此缩小元件尺寸(经济获利)，或在同样标定 下接受更高的电源电压。增大了的限幅频率同样允许减少那些升压单元中的电容值，所得到的结果是更小 量的能源被存储在电路中。因此，当一个升压二极管被破坏而单元晶体管造成电容短路时， 爆炸的风险可被迅速排除。
此外，当一个晶体管损坏，电路由于升压二极管的存在而受到保护，而能量通过循 环向AC电源扩散。因此增加了这一系统的安全性。这一解决方案同样具有对故障高包容度的优势。事实上，在晶体管开关，例如单元 20的开关故障的情况下，另一级，这里是单元22，这次以限幅频率Fdec继续限幅(因为尽 管有故障单元它在供电电流有效的交流半周时保持限幅)。在开关故障的情况下，我们因 此，以50%的静态过压(换而言之在二级管端子上)和100%的动态过压(换而言之在开 关/晶体管端子上)的代价，损失一级输出电压，且针对受此故障影响的上部和下部切换到 单一的限幅频率。可观察到，在此解决方案下，升压单元20至23中的二级管应被定为单元的 所有不同电压，由此电压标定(calibre)等于Ε/2 (第一级是E/4+E/4而第二级是 Ε/2+Ε/2-Ε/4-Ε/4)。因此，对于工业中所用的一个输出电压E = 800V，适于使用标定为至少 400V的二极管，通常是包含余量的600V。然而这一解决方案具有的缺陷是在开关故障的情况下，升压单元二极管被施加一 个3Ε/4的静态电压(+50%)，上述例子中为600V，以及一个Ε/2的动态电压(+100%)，即 400V。因此，在存在一个标定为包含安全余量的600V 二极管的情况下，电路不容许故障。因 此，要获得对故障的包容度，各元件至少600V (换而言之没有余量)的测定值则是必不可少 的，尤其是一个包含余量的最小值为800V，即超过所用输出电压Ε/2的二级管的测定尺寸。为了避免限制在600V的运行，一个800V甚至1200V的电压标定因此是必需的，但 有损转换速度、掉电及二极管功率损失的性能表现。此外，这个结构的另一缺陷在于转换单元包括一个二极管和两对晶体管/ 二极 管，而后者中的其中之一是静态的。这造成比前面电路中更高的寄生电感。关于这些缺陷，人们致力于获得一种功率整流器电路，它自身，换而言之没有添加 额外的电路，容许开关及二级管的故障，并且它要求对于相同的输出电压标定二级管和开 关(晶体管)减少。

发明内容
本发明尤其旨在通过提供一种容许故障的多级电压整流器电路来解决这些的缺陷，包括升压单元，尤其是每个单元包括单一晶体管和单一二极管。尤其是，尽管在一个升压单元内部存在故障另一个升压单元保证了限幅操作，这 保证了对开关或二级管故障的耐受性。此外，根据本发明的电路允许使二极管在E/4电压(换而言之对于800V电压源是 200V)下运行并由此，在有故障的情况下，获得E/2的标定(换而言之400V)，即输出电压。 因此，标定600V的各元件因此有可能具有一个合理的运行余量。为此，本发明尤其旨在一种交流电源供给的电流信号(或电波)的功率整流器电 路，其包括-两个相区别的转换组，被布置为用于连接到电源端子上，至少一个转换组包括多 个级联的转换单元，称为升压单元，-每个升压单元包括连接在单元的第一输入端子和第一输出端子之间的二极管、 连接在单元的第二输入端子和第二输出端子之间的开关装置和连接在单元的两个输出端 子之间的电容，-转换组的升压单元被级联布置为使得一个升压单元的第一输出端子和第二输出 端子分别被连接到下一个升压单元的第一输入端子和第二输入端子上，_转换组的两个(级联)终端升压单元的电容，称为终端电容，具有一共用端子。当然，共同端子是每个转换组的第二输出。上面所用的单元输入/输出的概念与电路的电流流经方向无关，尤其是因为其中 一个转换组的电流流向与另一组的相反，而由此它们具有基本上对称的结构。“相区别的”表示，对于每个转换组，与上部(第一个转换组)和下部(第二组) 相对应的升压单元(换而言之在图2a和2b上同一级上)不共享元件这一事实。这使 得缺乏转换组之间的元件的电压应力(英文为stress)比，以及由此得到的更好包容性 (confinement)0转换组的这个区别同样可以相对于图2b的连接减少电路的热连接。事实上，在图 2b的连接中，其中一个是静态的两对晶体管/ 二极管需要以位置接近的方式被定位以便产 生最小的寄生电感。这一需求的反操作是这两对的大量热连接，它得益于本发明而消失。同样地，与现有技术的电路相反，本发明允许以E/4电压，即上例中的200V工作的 升压单元内使用开关晶体管和二级管以实现一个2X2单元的接线图。在有故障的情况下， 升压单元的二级管被施加E/2的电压，即输出电压。因此，相对于已知解决方案，以系数2 来降低标定，可得到更快的元件和表现出更少的能量损失。限幅频率和AC侧的电压数量是倍增的，尤其是根据交错排列的单元数量，换而言 之级或组的数量。相对于现有技术，因此能够有效地减少施加在输入电感的伏秒(以及其 规格尺寸)以及被转换的硅伏安VA，其中转换硅伏安VA被定义成端电压和在电路单元的每 一个开关晶体管中流动的电流间的乘积和。尤其是，本发明，在其2 X 2单元的配置下允许用2至8的系数来除输入电感值，用 系数2除转换硅伏安VA并且最终用同样数量的晶体管，换而言之同样的复杂程度相对于现 有技术的解决方案减少约30%的损失。因此，规定每个转换组可包含2个升压单元。这一配置在一个弱输入电感和一定 合理数量的晶体管之间提供一个良好的折中，它因此限制存储的总能量(与存在N个升压
7单元相比，若N >> 2则2N个电容)。另一种情况下，有可能的是一个转换组包含2个以上的升压单元。在此明确说明 过大数量的晶体管有可能增加存储在电路中的平均能量数量。我们因此规定每个转换组有 最多5个升压单元，典型的是，2至3个。
同样被考虑到的是在两个转换组之间具有不同数量的单元。注意到这一配置对应 于其中某些数量单元是故障的且表现出最少的单元数的一些运行状况。特别是，最低限度 配置规定了一组配备仅一个升压单元的转换组和另一组配备两个升压单元的转换组。这一 电路因此包容同一个转换组的两个升压单元中其中一个故障并在这2个相同单元中具有 减少的标定二级管(换而言之仅有600V的标定)。然而，更建议在每个转换组中装有相同数量的升压单元以得到平衡的性能表现。为了加强故障电路，可以规定使用冗余组或单元。当然，可以在其中一个或每一个 整流系统中加入一个冗余单元，在其他单元运行期间，这个冗余升压单元是消极的，换而言 之处于休眠状态(受控晶体管开关永久在导通状态)。在检测到一个单元故障时，我们用这 个冗余单元来代替故障单元。根据整个转换组中该故障单元的位置，将开关控制信号与每 一个运行单元在转换组内部的位置进行同步是适合的。该冗余同样可基于一个转换组，在过于大量升压单元故障使得限幅操作不能继续 的情况下用来替换两组初始转换组中的一组。能够通过使用例如一个开关来从一个转换组 切换到冗余组。规定该电路包含整流器装置。在一种实施方式下，整流器装置包含一对整流器装置，被配置用于连接在所述电 源端子和分别每个所述转换组之间，以便对输入低频电流进行整流。在另一种变化情况下，可被考虑的是整流器装置在每一个升压单元中包含整流二 级管，这些整流二级管与所述开关装置串联并且导通方向与相应升压二级管(换而言之同 一单元的)的方向相反。再次回到上述第一种变化情况，由于升压单元是单向电流的(转换组同样是单向 的，同时使升压单元在同一导通方向串联)，这一配置允许保护在交流电半周期(半周期期 间另一个转换组被需求)期间所提供的每反向电流的转换组。为此目的，规定该系统被配 置用于在一个转换组被激活时强制另一个转换组的转换装置(晶体管)处于导状态。特别的是，每个整流器装置包含一个二级管，尤其是以与其连接的该转换组的二 极管同一导通方向地串联。另一种情况是，每一个整流器装置包含一个可控硅整流器，尤其是以与其连接的 该转换组的二极管同一导通方向地串联。得益于可控硅整流器的使用，有可能的是在一组转换组的全部单元中出现故障的 情况下将这一转换组隔离起来。此外，该可控硅整流器具有在升压电容预充电阶段(在2X2单元的配置里在E/2 或E/4)提供电流控制的意义，尤其是在包含该电路的该系统启动时。尤其考虑到，这些整流器装置以与它们分别连接的转换组的二极管同一导通方向 地串联。在一种实施方式下，开关装置包含受控晶体管。
在一种实施方式下，电路包含能够，在其中一个升压单元中检测出一个低阻抗故障的情况下，阻断所述设备的全部开关装置的阻断装置。特别地，检测可在浮动电容(在每个升压单元的输出)上或在开关装置上被执行。这些故障的检测涉及与上面所示的本发明元件无关的一个通常问题。为此目的以 及出于描述中上文所述的原因，可能要面对的是用明确的方法保护其中没有两个受控开关 的转换单元故障的检测方案。因此，该电路可包含升压单元中用于在紧随一个用于检测单元升压二级管故障的 开关装置触发命令或紧随一个用于检测所述开关装置故障的开关装置阻断命令的预定时 长期间，检测单元的开关装置端子上的电压的低阻抗故障检测装置。特别地，所述的低阻抗故障检测装置包含一个耦合到电压检测器的晶体管命令。根据本发明的一个特别特征，规定该电路包含一个配置用于连接到电源的电源端 子。本发明同样旨在一种由多相交流电源提供的电流的功率整流器系统，其包含多个 如上所述的功率整流器电路，被安装为每一个被连接到分别连接到多相电流每一个相的电 源端子，并且其中这些电路共用同一终端电容。我们因此实现一个能够对多相，通常是二相或三相，电流进行整流的系统。本发明同样旨在一种由一个交流电源提供的电流的功率整流器系统，其包含两个 如上所述的相应能量整流器电路，被安装为分别连接到电源的每一个端子，而且其中这些 电路共享同样的终端电容。我们因此实现一个基于电源端子差动电压的系统。特别地，能够提供其中一个整流电路的一个单元和另一电路的相应单元(换而言 之在每一个整流器电路中具有相同的相对位置)共享同一电容。在一种实施方式下，将大量电路元件互相连接，除了设置在每一个转换组和电源 两个端子之间的整流装置之外，所述两个电路是相互混合的，被连接到同一转换组的所述 整流装置是互斥的，电流流通方向相反。因此减少差动电路的元件数量以及相关联的损耗。当然，若几个相在电源处可用，将此系统与上述系统组合在一起以便得到多相交 流电源。特别地，在三相电源的情况下，差动电压的配置要求如上所述共享相同的全部2个 终端电容的6个整流电路(2个电路用于3相中的每一相的差动电压)。本发明同样旨在一种由交流电源提供的电流信号的功率整流方法，该方法由整流 电路实现，该整流电路包括-两个相区别的转换组，被布置为用于连接到电源的供电端子上，至少一个转换组 包括多个串联的转换单元，称为升压单元，-每个升压单元包括连接在单元的第一输入端子和第一输出端子之间的二极管、 连接在单元的第二输入端子和第二输出端子之间的开关装置和连接在单元的两个输出端 子之间的电容，-转换组的升压单元被级联布置为使得一个升压单元的第一输出端子和第二输出 端子分别被连接到下一个升压单元的第一输入端子和第二输入端子上，和-转换组的两个终端升压单元的电容，称为终端电容，具有一共用端子，
该方法包括顺序控制每个所述开关装置以便向终端电容的端子提供连续电压的步骤。在一种实施方式下，该方法包含检测在至少一个所述升压单元中的低阻抗(或短 路)故障的步骤，并且在所述检测之后，阻断升压单元的所述开关装置的步骤。阻断操作在 于将开关装置切换到阻断/关闭位置，与开关的导通/开启位置相反。因此能够基于影响 到升压单元的一定数量的故障来实施一个阻断政策，如上文所定义。在一种实施方式下，当一转换组在输入电流交流半周上被激活时，强迫另一个转 换组的开关装置处于导通状态。因此避免向晶体管端子施加相反电压。用供选择的方法，本方法可包含这些步骤并实施与前述电路和系统特征有关的装 置。本发明同样旨在一种包含根据前述配置中的任一项的设备或系统的飞行器。


本发明的特征和优势将在阅读结合附图描述的最佳实现方式之后显得更为清晰， 其中一图1表示现有技术中AC/DC三级双升压电路；一图2a和2b是现有技术中SMC类型多级整流器电路的两种等效表示图；一图3a和3b是符合本发明的一个功率整流器电路的实施例的两种等效表示图；一图4描绘在其中构成该电路的一个开关(晶体管)弱阻抗故障的情况下图3电 路的电性能；一图5描绘在其中一个开关弱阻抗故障后电路阻断的情况下图3电路的电性能；一图6描绘使用图3电路的不同的功率整流器系统的例子；一图6bis表示图6电路的一个特别配置，其中各元件的最大相互性被实现；一图7描绘使用图3电路的三相供电功率整流器系统的例子；和一图8a和8b分别描绘了图3晶体管端子上弱阻抗故障的检测装置以及用于检测 这一故障的该晶体管的端电压。
具体实施例方式如上面已经精确描绘的那样，符合本发明的整流器电路30且如图3所绘的一个实 施例根据图1所示的“AC/DC三级双升压”转换电路。描述一个交错放置的2X2单元(310a、310b、320a、320b)的整流器例子，它允许相 对于图1电路从3级升到5级且限幅频率从Fdec升到2xFdeC。图3的电路应用于无差动的输入电压。连接到一个输入阻抗15的交流电源12形 成功率整流器电路的电源端子31。具体来说，基于图1电路的两个升压单元，电路30具有两个不同的转换组30a和 30b，每一组通过整流装置，这里是整流二极管32a和32b连接到电源端子31。组30a和30b的每一组是单向的，它们让电流仅朝一个方向流动。此外这两组具 有相反的电流流动方向。整流二极管32a和32b在与它们分别连接到的转换组30a和30b相同的方向上导
10ιΜ ο每个转换组30i由至少2个升压单元组成，这里是两个310i和320i(i = a、b)， 它们甚至由一个二极管312i/322i，一个晶体管类型的受控半导体开关314i/324i和一个 电容器316i/326i组成。同一组30i的二极管312i/322i被安装为同一导通方向。j级的每一个单元通过将j+Ι单元的二极管和开关连接到电容器j的各个端子上 而被连接到j+Ι级的一个单元。
可观察到，j级的一个升压单元并没有与另一转换组中同样的j级的升压单元 共用的部分或元件。这一独立性保证了与其中一个单元的机能障碍有关的任何电压应力 (stress en tension)不会影响其它组中同样j级的单元。第一级1的单元的二极管312i和开关314i被连接到整流二极管32i。最后一级(这里是级别2)的单元的每个电容器326i通过它与同一单元的开关 324 共用的端子被连接到(用于如图3上的情况的无差动电路)AC电源12的中性端子。 因此，这些被称为终端的电容326i有一个共用端子并被串联在一起。每个转换组30i的输出通过与二极管322i共用的终端电容器326i端子连接到一 个输出端子33i。因此，连接一个仪器(未表示出)在输出端子33i处供电。在工业生产 中，经常使用在直流电压E = 800V下运行的仪器，此外该值被加入未来的航空标准中。受控开关314i和324i由技术人员已知的一个或几个控制设备(未表示出，例如 j级设备)操纵。对于2X2升压单元电路，针对同频率的电源12，我们可以使用与上面提 及的申请FR-2 809 548中所述的相似的控制信号。因此，我们不再详细描述通过4个开关 314 和324i的切换来实现4个电容器316i和326i的充电和放电的机制。该电路因此允许获得AC侧电压(-E/2、-Ε/4、Ε/4、E/2)以及终端电容器326i的 共用端子上的0电势。由此例外推至一个具有2XN个单元的电路的扩展则是可容易实现的。这样得出 的电路同样符合本发明的标准。然而限制到2X5个单元。超过此数，与过于大量元件串联 的开关314i、324i处的相当大的总体损耗等，有可能危害电路的性能。AC侧电压则表现出2N+1个电压级-E/2N，……，-E/4，-E/2，0，E/2，E/4，……，
E/2N。参照图4，现在明确阐述根据本发明的电路的低阻抗故障的耐受性。在该图中，图 40显示三相电源12的三个相的电流(这里只关心由相关电路接收的这相中的一个)穿过 相应的输入电感15，简图41显示故障单元的电容器316a的端电压，而简图42显示电路输 出的被稳定的功率(以及因此的电压，由于电流强度由于电源12保持恒定)从一个无供电 状态(t = 0)到一个故障后被稳定的状态(直到t = 20ms)。晶体管314a变得低阻抗故障，换而言之它变得永久性的。图4上，这一故障在时 刻T出现。直接被串联的二极管312a则表现出等于-E/4的端电压。二极管312a则变得阻 断并隔离DC直流总线的故障，仅有相关单元310a通过浮动(flottant)电容316a的逐步 放电自然而然地设置为不工作状态。电容316a最终放电。其端电压在每一次限幅周期时刻Τ+Δ t处逐步降低至0，其 中At是为了允许其放电，故障晶体管所涉及的交流半周通过所需的时间。在实际应用中，这个数值主要取决于电容器316a的特征。这次无控制放电所释放出的能量被发送回网络 (来源12)。二极管312a保持在阻断状态，隔离故障的升压单元310a。这里可证实，若开关314a出故障，单元310b正常运行只是它不再在二极管端子 312b上维持一基本电压。故障单元310a被隔离，交流电流的限幅保持在邻角单元320a上，对二极管322a 保持2倍的一个过压。然而，这个过压并不是必须强制的，因为相对于现有技术2倍标定初 始减少，作为达到的E/2标定最大值，是所寻求的最大输出电压。单元320a故障后的这一额外需求自然导致与由电源12产生的正电压相关联的电 流(电流的交流半周期)完全被这个升压单元320a充电这一事实。这里注意到整个转换组30b不受这一故障影响并且继续为单元310b和320b中的 每一个按2. Fdec运行。
自然而然地，电容器316a被隔离，电路30仅以4级电压工作-E/2、_E/4、0和E/2。然而可观察到，尽管有故障，输出所提供的功率保持相对稳定(参看图4的示意图 42)。精确地说，在时刻t+At，观察到输出功率基于因为故障共用端子31经受电势降低，同 时通过电感端电压降低造成这一电感电流增加，以及由此造成的能量高峰的事实的一个准 时增加。故障单元的电容器316a通过向网络发回故障单元的能量来放电。由于两个转换组30b是明显区分开的，同样可能的是容许两个单元310b和320b 中其中一个的故障。通常方式下，有可能的是整个转换组的升压单元一个接一个发生故障。 然而整个转换组保证了电源电流相关交流半周上的限幅，只要存在至少一个安全的单元。为了减轻同一个转换组30i的所有单元的任何故障，可以用可控硅整流器来替代 低频整流二极管32i，以便自动把该转换组隔离到0通道。我们由此避免输出总线的任何短 接。参考图5，现在描绘电路回应低阻抗故障的另一种实施方式。这一实施方式尤其用 于当受故障影响的一个转换组320a的幸存二极管324a的过压限制，例如因为切换损失或 过压，可造成严重阻碍时。图5总是描绘该电路(左边部分)并同样显示了相应输入电感端子15上的三个 相电流的示意图50以及故障单元电容器端电压的示意图51。如图4所示，电路30在T时刻受控晶体管314a上承受一个弱阻抗故障。在此实施方式下，首先检测所受的故障。参考图8a，已显示了连接到一个用于检测其中一个升压单元故障的电压检测器的 晶体管的一个命令80。该检测基于受控晶体管端子上电压的性能来执行。这一电路为专业 人士熟知，我们不再细叙各元件。图8b示意图描绘在过渡到导通状态的命令(83)以及过渡到阻断状态的命令(84) 之后电路80-81 (曲线82的粗体部分描绘其正常性能而更细部分描绘错误性能，允许对故 障进行检测)测定的晶体管314a的端电压。如通常所用的那样，这一系统允许检测其中插入受控晶体管，这里是314a的升压 单元的第二元件的任何故障；在当前情况下，检测二极管312a的故障。
详细地，晶体管314a的端电压在阻断状态下为Vce。在83时刻，晶体管被置于导 通状态。在升压单元正常运行的情况下，电压减小到几乎为零的数值(粗体曲线)。在相邻 二极管312a上的存在故障的情况下，电压在几个μ s，典型的是5 μ s后又重升到值Vce。因 此在命令83之后规定了十几μ s的延迟以便检测晶体管314a端子电压是否已被修改(正 常性能)或未被修改(二极管故障表现)。然而，这个电路80的通常使用不允许对同一晶体管314a的故障检测，尤其是因为 由于这些电路80通常被用到这些包含两个执行相互监督的晶体管的单元中而没有一个需 要被察觉。在缺乏对同一晶体管的检测的需求，具有对称功能的第二晶体管不存在的情况 下，本发明的一个目的预计在过渡到阻断状态84之后执行对晶体管314a上的故障的检测。如图8b上可见的那样，命令84之后晶体管的正常性能表现(粗体曲线)趋向于 约Vce的端电压。相反地，晶体管上出现故障，例如一个低阻抗故障，的情况下，这一晶体管314a在 命令84之后在其端子上不保持电压Vce但端电压再次回落到一个几乎为零的数值(细曲 线)。该现象的检测延迟大约5 μ S。因此规定十几μ S的检测时间段以确定阻断命令 84实施之后晶体管端电压的改变是否存在。给每个晶体管配备这样一个电路80以及特别的检测软件，由此可能检测在电路 30的任何一个晶体管上的故障。一检测到该故障，开关的控制设备阻断电路30的所有(运行中的)开关，如图5 上的缩略词OFF所示。如上所见，检测同样可以适用于一个二极管的故障。电路30则对应一个简单二极管整流器(二极管桥)，如示意图51所绘。这一实施方式可以通过根据所实现的一个或一些检测设置仍旧运行的开关的不 同阻断政策被调制，尤其是所有开关的阻断仅当同一个转换组30i中的故障晶体管的数量 达到一个阈值时才被执行。这一阈值可以理论的方式被预先确定，同时考虑到升压二极管 标定和层级数量(由于故障造成的过压取决于级的数量并且累积同一个转换组中的第二 故障造成的过压)，以便确定施加到二极管的电压阈值。在实践中，使用多相，例如三相的(参看图7)电源的实施方式。在此情况下，阻断 受故障影响的(同一相)电路的所有受控开关和三相系统的输出功率，特别是为了保留DC 总线的规则，则由其它(两个)相的电路302和303调节。参照图6，现在描述本发明的目的电路在不同方案中的使用。不同功率的整流器系统60则包含两个尤其与图3的电路相同的电路30和30’，其 电源端子31和31’都分别被连接到与交流电流源的两个端子相连接的一个输入阻抗15和 15，。这两个电路30和30，具有它们公用的输出电容326a和326b，以便在端子33a和 33b之间构成一个唯一的系统输出总线60。这里观察到具有一个共同输出电容，被称为“对应”转换组(例如30a和30’ a), 的转换组，在电源电流12的同一电流交流半周期间不被使用。规定使两个对应组的各元件 相互关联，这一相互关联化可以支持一个或几个元件。
13
特别的是，根据一种补充实现方式，我们可以考虑为两个电路30和30’的“对应” 升压单元使用共用电容(316a/b，316a’/b’)或并行连接两个对应单元的两个电容316a/b， 316a’ /b’(这减少电容的尺寸)。图6bis显示了即便规定了相互关联中间状况时的最大相互关联的情况。在此配 置下两个电路30和30’的升压单元是混合的，这带来了二极管和晶体管数量的明显减少。
如在该图上所见，每个转换组30-30’ a, 30-30' b，通过同一端子，经由反方向定位 的整流二极管被连接到两个电源端子。因此观察到连接到同一个转换组的二极管互相排斥 (导通方向相反)以便整个转换组被经由两个整流二极管的每一个连续用于电源电流12的 两个交流半周的每一个上。这一配置因此永久使用4个受控晶体管，实施的命令在这些不同的晶体管之间间 隔 90° (π/2)。如前所示，相互关联可以是部分地，例如仅一个转换组与另一条电路的相应组相
互关联。因此取得的不同系统尤其表现出9级电压，用于等于4. Fdec的控制频率。参照图7，现在描述在一种无差动方案中用于多相电源12，特别是三相电源的，本 发明目标电路的使用。针对三相电源的功率整流系统包含3个电路3(^3(^*303，每一个与图3的相似， 连接到电源12的相12pl22和123。3个电路拥有它们共用的输出终端电容326a和326b以便在端子33a和33b之间 构成一个唯一的系统输出总线70。3个电路的受控开关的命令的调制是相似的。尤其是，分别在三个电路30i、302和 303的每一个中具有一个相同位置的开关受调制控制，该调制与电源相位移相相同角度，这 里基本上是2 π/3。同样有可能的是通过将图6的双重电路实施到图7的系统的每一个相上，来提供 一个针对多相电源的功率整流器差动系统则获得6个电路βΟ^Ο'^ΟρβΟγβΟ^Π 30’3.前面的例子仅是不限制本发明的一些实施方式。
权利要求
一种由交流电源(12)提供的电流的功率整流器电路(30)，包括 两个相区别的转换组(30a，30b)，被布置为用于连接到所述电源的电源端子(31)上，至少一个转换组包括多个级联的转换单元(310a，310b，320a，320b)，称为升压单元， 每个升压单元包括连接在单元的第一输入端子和第一输出端子之间的二极管(312a，312b，322a，322b)、连接在单元的第二输入端子和第二输出端子之间的开关装置(314a，314b，324a，324b)和连接在单元的两个输出端子之间的电容(316a，316b，326a，326b)， 转换组的升压单元被级联布置为使得一个升压单元的第一输出端子和第二输出端子分别被连接到下一个升压单元的第一输入端子和第二输入端子上， 转换组的两个终端升压单元(320a，320b)的电容，称为终端电容(326a，326b)，具有一共用端子。
2.根据权利要求1所述的电路，其中每个转换组包括两个升压单元。
3.根据权利要求1或2所述的电路，包括一对整流器装置(32a，32b)，所述整流器装置 被布置成用于连接到所述电源端子和分别每个所述转换组之间，以便对输入低频电流进行整流。
4.根据上述任一项权利要求所述的电路，包括能够在其中一个升压单元低阻抗故障的 情况下阻断所述设备的全部开关装置的阻断装置。
5.根据权利要求4所述的电路，包括用于检测升压单元(310a，b，320a，b)中的低阻抗 故障的检测装置，所述检测装置被布置成在用于检测单元的升压二极管(312a，b,322a, b) 故障的开关装置触发命令(83)之后一个预定期间内或用于检测开关装置的故障的开关装 置阻断命令(84)之后一个预定期间内，用于检测单元的开关装置(314a，b，324a，b)的端电 压。
6.一种由多相交流电源(12)提供的电流的功率整流器系统(70)，包括多个根据上述 任一项权利要求所述的功率整流器电路(301; 302，303)，每个功率整流器电路被布置成用于 连接到分别与多相电流的每个相相连的电源端子(311;312，313)上，且其中这些电路共享相 同的终端电容(326a，326b)。
7.一种由交流电源提供的电流的功率整流器系统(60)，包括两个根据权利要求1至5 中任一项所述的功率整流器电路(30，30’)，所述功率整流器电路被布置成用于分别连接到 电源(12)的每一个端子上，且其中这些电路共享相同的终端电容(326a，326b)。
8.根据权利要求7所述的系统，其中除了设置在每一个电源端子和两个转换组 (30-30，a, 30-30' b)的每个输入端之间的整流装置(32a，b，32’ a, b)之外，所述两个电路 (30,30')是相互混合的，被连接到转换组的同一输入端的所述整流装置是互斥的，电流流 通方向相反。
9.一种由交流电源提供的电流信号的功率整流方法，该方法由整流电路实现，该整流 电路包括-两个相区别的转换组，被布置为用于连接到所述电源的供电端子上，至少一个转换组 包括多个串联的转换单元，称为升压单元，_每个升压单元包括连接在单元的第一输入端子和第一输出端子之间的二极管、连接 在单元的第二输入端子和第二输出端子之间的开关装置和连接在单元的两个输出端子之间的电容，-转换组的升压单元被串联布置为使得一个升压单元的第一输出端子和第二输出端子 分别被连接到下一个升压单元的第一输入端子和第二输入端子上，和-转换组的两个终端升压单元的电容，称为终端电容，具有一共用端子，所述方法包括顺序控制每个所述开关装置以便向终端电容的端子提供连续电压的步马聚O
10. 一种包括根据权利要求1至8中任一项所述的设备或系统的飞行 器。
全文摘要
本发明涉及一种由交流电源(12)提供的电流的功率整流器电路(30)，包括两个相区别的转换组(30a，30b)，被布置为用于连接到电源端子(31)上，至少一个转换组包括多个级联的升压单元(310a，310b，320a，320b)，每一个升压单元包括二极管(312a，312b，322a，322b)、开关装置(314a，314b，324a，324b)和电容(316a，316b，326a，326b)。转换组的两个终端升压单元(320a，320b)的所谓终端电容(326a，326b)具有一个共用端子。该电路尤其可包括由两个升压单元组成的两个转换组。在飞行器中安装应用该电子系统。
文档编号H02M7/10GK101965678SQ200980108162
公开日2011年2月2日 申请日期2009年1月21日 优先权日2008年1月31日
发明者F·理查德尤, H·赫拉里, M·F·埃图瑞兹, T·梅纳德 申请人:空中客车运营公司;国家科研中心;图卢兹聚合技术国家研究所