电源转换器和误差放大器的制作方法

专利名称：电源转换器和误差放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电路领域，特别是涉及一种电源转换器和误差放大器。背景技术：
电源转换器广泛应用于各种便携式电子设备中，升压DC/DC转换器(boostDC/DC converter)便是其中一种。图1为一种升压DC/DC转换器的电路示意图。请参考图1所示，所述升压DC/DC 转换器100包括有升压输出电路110、电压反馈电路120、误差放大器130、脉宽调制比较器 140和逻辑控制电路150。所述升压输出电路110包括电感L、二级管D、NMOS晶体管丽1和电容Cout，电感 L的一端连接输入电压Vin，另一端与二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与电容Cout的 一端相连，二极管D和电容Cout的中间节点电压作为输出电压Vout，所述NMOS晶体管丽1 的栅极作为升压输出电路110的控制端接收逻辑控制电路150的脉宽调制信号，所述NMOS 管丽1的漏极与电感L和二极管的中间节点相连，所述NMOS管丽1的源极和电容C的另一 端与地相连，所述晶体管丽1是功率开关管。所述电压反馈电路120包括串联在输出电压 和地之间的电阻Rl和R2，所述电阻Rl和R2组成了一个分压电路，从而采样所述输出电压 Vout以得到反馈电压Vfb。所述误差放大器130用来将参考电压Vref和反馈电压Vfb进 行误差放大以输出误差 放大信号ΕΑ0。所述脉宽调制比较器140用来将误差放大信号EAO 与三角波信号Ramp进行比较以生成脉宽调制信号PWM0。所述逻辑控制电路150用于对脉 宽调制信号PWMO进行逻辑控制，并用逻辑控制后的脉宽调制信号NPWM去控制所述功率开 关MNl的导通和关断，所述逻辑控制包括设置最大占空比和最小占空比等控制逻辑。在设置好参考电压Vref和输出反馈电阻Rl和R2后，系统环路就会通过误差放大 器130和PWM比较器140产生一定占空比(Duty cycle)的脉宽调制信号使输出电压达到 设定值
Γπ τ,τ+ ^2Vout = Vref--
R2在实际应用中，升压DC/DC转换器必须可以在多种不同负载条件下均正常工作， 并且在不同负载瞬态切换时，也要基本维持固定的输出电压。负载响应是指当变换器的工 作状态从某一个负载迅速切换到另一个负载(如从轻载切换到重载)时，输出电压Vout的 变化幅度以及稳定速度。由于我们需要恒定的输出电压Vout，因此当负载快速切换时，输出 电压Vout的变化幅度越小，稳定速度越快，性能越好。图2示出了图1中的升压DC/DC转换器由轻负载切换至重负载时的各个电路参数 的变化曲线示意图。请参看图2所示，图中的(A)阶段为轻负载阶段，图中的(B)阶段为刚 切换至重负载时的响应阶段。在㈧阶段，lout = 1mA，表示负载很轻，输出电压Vout恒定， 反馈电压Vfb恒定，误差放大信号EAO在O值附近。在(B)阶段时，负载从轻切换至重，即 Iout从ImA跳升至400mA左右，引起输出电压Vout立刻下降，反馈电压Vfb同时也随之下降导致误差放大信号EAO开始上升，由于EAO连接了补偿电容，使得EAO上升缓慢。另外， 在现有技术中，三角波Ramp的谷值电压通常设置的比零电压高一定幅度，比如0. 5V或IV， 图1中的Ramp的谷值电压为IV，这样PWM比较器只有在谷值电压以上才会产生有效占空比 的脉宽调制信号。因此，在误差放大信号EAO上升到三角波Ramp信号的谷值之前，系统的 功率开关管MNl仍然只能工作在最小导通时间，传输到负载的能量就根本不能满足负载的 要求，因而输出电压Vout会继续下降，直到EAO升到足够高，产生适当占空比的脉宽调制信 号，输出电压Vout才开始从下降转为上升。在现有技术中改善负载响应的通常方法是第一、改善整个系统的闭环特性，由于 升压DC/DC转换器是一个负反馈系统，因而提高环路的带宽和环路响应速度都有利于减小 负载响应时输出电压的变化幅度；第二、增大输出电容Cout的容值，也有助于改善负载响 应。但是上述两种方法均有其局限性首先单纯地提高环路的响应速度和带宽会给反馈环 路的频率补偿带来困难，使得反馈环路不稳定；其次，增大输出电容也会影响反馈环路的补 偿，并且大容值的电容会有更庞大的体积和更高的成本。需要注意的是，此处仅以升压DC/DC转换电路为例介绍了一下电源转换电路中普 遍存在的负载响应问题，其他包括有脉宽调制比较器和误差放大器的电源转换电路同样也 具有这样的负载响应问题。因此有必要提出一种改进的技术方案来克服上述问题。
发明内容

本发明的目的之一在于提供一种误差放大器，其输出经过钳位的误差放大信号。本发明的目的之二在于提供一种电源转换器，其具有改善的负载响应。根据本发明的一方面，本法明提供了一种误差放大器，其包括误差放大电路和输 出调整电路，其中所述误差放大电路用来将两个输入电压进行误差放大以得到输出电压，其包括有 连接于第一电源和第二电源之间的输出支路，所述输出支路上的一节点作为输出所述输出 电压的输出端，其中第一电源的电压低于第二电源；和所述输出调整电路包括第一比较器、串联在所述输出端和第一电源之间的第一开 关，其中所述第一比较器用于将所述输出电压与第一基准电压进行比较，在所述输出电压 小于所述第一基准电压时输出断开控制信号去断开所述第一开关，在所述输出电压大于或 等于所述第一基准电压时输出导通控制信号去导通所述第一开关。进一步的，所述输出调整电路还包括有第二比较器以及串联在所述输出端和第二 电源之间的第二开关，其中第二比较器用于将所述输出电压与第二基准电压进行比较，在 所述输出电压大于第二基准电压时输出断开控制信号去断开所述第二开关，在所述输出电 压小于或等于所述第二基准电压时输出导通控制信号去导通所述第二开关，其中所述第一 基准电压小于所述第二基准电压。根据本发明的一方面，本法明提供了另一种误差放大器，其包括误差放大电路和 输出调整电路，其中所述误差放大电路用来将两个输入电压进行误差放大以得到输出电压，其包括有 连接于第一电源和第二电源之间的输出支路，所述输出支路上的一节点作为输出所述输出电压的输出端，其中第一电源的电压低于第二电源；和输出调整电路包括判断电路、选择器、比较器、串联在所述输出端和第一电源之间的第一开关以及串联在所述输出端和第二电源之间的第二开关，其中所述选择器的第一输 入连接第一基准电压，第二输入连接第二基准电压，所述比较器的第一输入连接所述输出 电压，第二输入端连接所述选择器的输出，所述判断电路用于判断脉宽调制信号是否为最小占空比和最大占空比，并在脉宽 调制信号为最大占空比时控制所述选择器选择第二基准电压为其输出或在脉宽调制信号 为最小占空比时控制所述选择器选择第一基准电压为其输出，在比较器的第一输入大于第二输入且脉宽调制信号为最大占空比时断开所述第 二开关，在比较器的第一输入小于第二输入且脉宽调制信号为最小占空比时断开所述第一 开关，其中所述第一基准电压小于所述第二基准电压。进一步的，在脉宽调制信号为最大占空比或最小占空比时启动所述比较器。进一步的，所述输出调整电路还包括与门和与非门，所述与门的一个输入连接所述比较器的输出，另一个输入连接判断电路的表示脉 宽调制信号是否为最大占空比的输出，所述与门的输出连接所述第二开关的控制端，所述 比较器的输出经过反相后接入所述与非门的一个输入，所述与非门的另一个输入连接判断 电路的表示脉宽调制信号是否为最小占空比的输出，所述与非门的输出连接所述第一开关 的控制端。进一步的，第一开关和第二开关为MOS晶体管。根据本发明的再一方面，本法明提供了一种电源转换器，其包括有功率开关的输 出电路，用于在功率开关的导通和关断控制下将一输入电压进行调制为一输出电压；电压 反馈电路，用于采样输出电压得到一反馈电压；可将误差放大信号进行钳位的误差放大器， 用于将参考电压和反馈电压进行误差放大以得到误差放大电压；脉宽调制比较器，用于将 误差放大电压与三角波信号进行比较以生成脉宽调制信号，所述模块调制信号用来控制所 述功率开关的导通和关断。与现有技术相比，在本发明中通过输出调整电路对误差放大器的输出电压进行钳 位，使得误差放大器的输出电压可以在较短的时间内处于预设范围内，进而可以改善电源 转换器的负载响应。

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用 的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本 领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它 的附图。其中图1为一种升压DC/DC转换器的系统框图；图2为图1中的升压DC/DC转换器由轻载变重载时的各个电路参数的变化曲线示 意图；图3为本发明中的误差放大器在第一实施例中的电路示意图；图4为本发明中的误差放大器在第二实施例中的电路示意图5为本发明中的误差放大器在第三实施例中的电路示意图；图6为本发明中的误差放大器在第四实施例中的电路示意图；图7为本发明中的误差放大器在第五实施例中的电路示意图；图8为本发明中的误差放大器在第六实施例中的电路示意图；和图9为采用了本发明中的误差放大器后的升压DC/DC转换器由轻载变重载时的各 个电路参数的变化曲线示意图。
具体实施方式下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完 整地描述。很显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基 于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在不脱离本发明本质和精神的情况下所获得的 所有其它实施例，都属于本发明公开和保护的范围。
在该说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”可能并非指的是同一个实施例， 也不是与其它实施例相互排斥的相互独立或选择性的实施例。此外，在流程图或图示模块 的顺序，或者用来描述本发明的一个或多个实施例的序号并非固定的指代任何特定的顺 序，也不构成对本发明的限制。为了改善升压DC/DC转换器的负载响应，在本发明中需要对误差放大器输出的误 差放大信号EAO进行钳位，以使误差放大信号EAO能快速进入三角波信号Ramp的幅度范围 内，这也就可以加快负载响应的速度，同时也能降低输出电压Vout的变化幅度。因此，本发 明也提出如图1所示的升压DC/DC转换器100，具体结构请参见背景技术对升压DC/DC转换 器100的相关描述，与现有技术不同之处在于，本发明中的误差放大器内增加了将其输出 的误差放大信号EAO进行钳位的输出调整电路。图3为本发明中的误差放大器在第一实施例300中的电路示意图，所述误差放大 器300可以用作图1示出的升压DC/DC转换器100中的误差放大器130，以改善升压DC/DC 转换器的负载响应。请参阅图3所示，所述误差放大器300具有正相输入端INPUT1、反相输 入端INPUT2和输出端ΕΑ0，其包括误差放大电路和输出调整电路310。所述误差放大电路用来将两个输入端的输入信号INPUTl和INPUT2进行误差放大 以在输出端得到误差放大信号ΕΑ0，其可以是任意一种现有误差放大器。为了便于理解，图 3中仅示意性的示出了误差放大电路的从电源VDD到地GND的一条输出支路，所述输出支 路上的一个节点作为误差放大器300的输出端ΕΑ0。所述输出调整电路310包括开关晶体 管K31和比较器CMP31，所述开关晶体管K31串联于输出端EAO和地GND之间，所述比较器 CMP31的一个输入端连接一基准电压V31，另一个输入端连接输出端EAO，所述比较器CMP31 的输出端连接至所述开关晶体管K31的控制端。需要注意的是，在所述开关晶体管K31和电源VDD之间以及所述开关晶体管K31 和地GND之间分别用虚线表示的电路中可能还包括其它元件，如晶体管等，这里就不再详 细描述。在输出端EAO上的误差放大信号高于或等于所述基准电压V31时，所述比较器 CMP31控制所述开关晶体管K31导通，误差放大电路的输出支路还像以往一样正常工作，在 输出端EAO上的误差放大信号低于所述基准电压V31时，所述比较器CMP31控制所述开关晶体管K31关断，这样就关闭了输出端EAO向下的通路，从而使得输出端EAO上的电压升高 直到输出端EAO上的误差放大信号高于或等于所述基准电压V31。这样，所述输出调整电路 310就可以将误差放大电路输出的误差放大信号EAO钳位在基准电压V31或以上。
在所述误差放大器300应用于图1示出的升压DC/DC转换器100中时，可以将基 准电压V31设置为三角波Ramp的谷值电压，这样所述误差放大器300输出的误差放大信号 EAO就钳位在谷值电压或以上，从而改善升压DC/DC转换器的负载响应。采用了本发明中的 误差放大器300后的升压DC/DC转换器由轻载变重载时的各个电路参数的变化曲线示意图 可参照图9所示。请参阅图9，图中的(A’)阶段为轻负载阶段，在(A’)阶段，Iout= ImA, 表示负载很轻，输出电压Vout恒定，反馈电压Vfb恒定，误差放大信号EAO通过所述误差放 大器300被钳位在Ramp的谷值附近，随后负载从轻切换至重，即Iout从ImA跳升至400mA 左右，引起输出电压Vout立刻下降，反馈电压Vfb同时也随之下降导致误差放大信号EAO 开始上升，误差放大信号EAO不需要经过图2中的B阶段而直接就可以进入三角波Ramp的 幅度范围，这样大大地缩小了负载响应时误差放大信号EAO的不必要的行程。图4为本发明中的误差放大器在第二实施例400中的电路示意图，所述误差放大 器400可以用作于图1示出的升压DC/DC转换器100中的误差放大器130，以改善升压DC/ DC转换器的负载响应。请参阅图4所示，与误差放大器300类似，所述误差放大器400也包 括误差放大电路和输出调整电路410，并且误差放大电路可以与图3中的相同，此处不再赘 述。所述输出调整电路410包括第一开关晶体管K41、第二开关晶体管K42、第一比较 器CMP41和第二比较器CMP42。第一开关晶体管K41串联于输出端EAO和地GND之间，第一 比较器CMP41的一个输入端连接第一基准电压V41，另一个输入端连接误差放大电路的输 出端ΕΑ0，其输出端连接至第一开关晶体管K41的控制端。第二开关晶体管K42串联于输出 端EAO和电源VDD之间，第二比较器CMP42的一个输入端连接第二基准电压V42，另一个输 入端连接误差放大电路的输出端ΕΑ0，其输出端连接至第二开关晶体管K42的控制端，其中 第一基准电压V41低于第二基准电压V42。需要注意的是，同图3中类似，在所述第二开关晶体管K42和电源VDD之间以及所 述第一开关晶体管K41和地GND之间用虚线表示的电路中可能还包括其它元件，如晶体管 等，这里也不再详细描述。在输出端EAO上的误差放大信号高于或等于第一基准电压V41时，所述比较器 CMP41控制所述第一开关晶体管K41导通，在输出端EAO上的误差放大信号低于所述第一 基准电压V41时，所述比较器CMP41控制所述第一开关晶体管K41关断，这样就关闭了输出 端EAO向下的通路，从而使得输出端EAO上的电压升高直到输出端EAO上的误差放大信号 高于或等于所述基准电压V41。在输出端EAO上的误差放大信号低于或等于所述第二基准 电压V42时，所述比较器CMP42控制所述第二开关晶体管K42导通，在输出端EAO上的误差 放大信号高于所述第二基准电压V42时，所述比较器CMP42控制所述第二开关晶体管K42 关断，这样就关闭了输出端EAO向上的通路，从而使得输出端EAO上的电压降低直到输出端 EAO上的误差放大信号低于或等于所述第二基准电压V42。这样，所述输出调整电路410就 可以将误差放大电路在输出端EAO输出的误差放大信号钳位在第二基准电压V42和第一基 准电压V41之间。
由上可知，图4中所示的误差放大器400与图3中所示的误差放大器300的区别在于所述误差放大器400增加了第二开关晶体管K42和第二比较器CMP42，从而可以保证 误差放大信号不至于过高，这样就可以将输出端EAO输出的误差放大信号钳位在第一基准 电压V41和第二基准电压V42之间。在所述误差放大器400应用于图1示出的升压DC/DC转换器100中时，可以将第 一基准电压V41设置为三角波Ramp的谷值电压，将第二基准电压V42设置为三角波Ramp 的峰值电压，这样所述误差放大器400输出的误差放大信号EAO被钳位在谷值电压和峰值 电压之间，从而可以进一步改善升压DC/DC转换器的负载响应。采用了图4所示的误差放 大器的升压DC/DC转换器由轻载变重载时的各个电路参数的变化曲线示意图可参照图9所
示 ο图5为本发明中的误差放大器在第三实施例500中的电路示意图，所述误差放大 器500可以用作图1示出的升压DC/DC转换器100中的误差放大器130内，以改善升压DC/ DC转换器的负载响应。请参阅图5所示，与误差放大器400和误差放大器300类似，所述误 差放大器500也包括误差放大电路和输出调整电路510，并且误差放大电路可以与图4和图 3中的相同，此处不再赘述。所述输出调整电路510包括第一开关晶体管K51、第二开关晶体管K52、判断电路 D_L0GIC、选择器SELECT、比较器CMP51、与非门NAND、与门AND和一反向器NOT。第一开关 晶体管K51串联于输出端EAO和地GND之间，其控制端与与非门NAND的输出端相连，与非 门NAND的一输入端通过反向器NOT与比较器CMP51的输出端连接，另一个输入端与判断电 路0_11 1(的第一输出端Min_0n连接。第二开关晶体管K52串联于输出端EAO和电源VDD 之间，其控制端与与门AND的输出端连接，与门AND的一输入端与比较器CMP51的输出端 连接，另一个输入端与判断电路D_L0GIC的第二输出端Max_on连接，判断电路D_L0GIC的 第三输出端D_lim连接至比较器CMP51的控制端，判断电路D_L0GIC的第二输出端Max_on 还同时连接至选择器SELECT的控制端，选择器SELECT的一个输入端为第一基准电压V51， 另一个输入端为第二基准电压V52，其中第一基准电压V51低于第二基准电压V52。所述判 断电路D_L0GIC的一个输入是PWM比较器输出的或逻辑控制电路LOGIC输出的脉宽调制信 号PWM，另一个输入是最大占空比的脉宽调制信号，再一个输入是最小占空比的脉宽调制信 号，其用于判断脉宽调制信号PWM的实际占空比是否为最大占空比和最小占空比。需要注意的是，同图3和图4中类似，在所述第二开关晶体管K52和电源VDD之间 以及所述第一开关晶体管K51和地GND之间分别用虚线表示的电路中可能还包括其它元 件，如晶体管等，这里也不再详细描述。当所述判断电路D_L0GIC判断脉宽调制信号PWM为最小占空比时，判断电路D_ LOGIC的第三输出信号0_1加启动比较器CMP51，另一个输出信号Max_on使得选择器 SELECT选择第一基准电压V51输出到比较器CMP51，比较器CMP51对第一基准电压V51和 输出电压EAO进行比较，在输出端EAO上的误差放大信号高于或等于所述第一基准电压V51 时，所述比较器CMP51的输出和判断电路D_L0GIC的第一输出Min_0n通过与非门NAND控 制所述第一开关晶体管K51导通，同时所述比较器CMP51的输出和判断电路D_L0GIC的第 二输出Max_on通过与门AND控制所述第二开关晶体管K52导通，误差放大电路的输出支路 还像以往一样正常工作；在输出端EAO上的误差放大信号低于所述第一基准电压V51时，所述比较器CMP51的输出和判断电路D_LOGIC的第一输出Min_0n通过与非门NAND控制所述 第一开关晶体管K51关断，同时所述比较器CMP51的输出和判断电路D_LOGIC的第二个输 出Max_on通过与门AND控制所述第二开关晶体管K52导通，这样就关闭了输出端EAO向下 的通路，从而使得输出端EAO上的电压升高直到输出端EAO上的误差放大信号高于或等于 所述第二基准电压V51。所述判断电路D_L0GIC判断脉宽调制信号PWM的实际占空比为最大占空比时，判 断电路D_L0GIC的第三输出信号D_lim启动比较器CMP51，第二输出信号Max_on使得选择 器SELECT选择第二基准电压V52输出到比较器CMP51，比较器CMP51对第二基准电压V52 和输出电压EAO进行比较，在输出端EAO上的误差放大信号低于或等于所述第二基准电压 V52时，所述比较器CMP51的输出和判断电路D_L0GIC的第二输出Max_on通过与门AND控 制所述第二开关晶体管K52导通，同时所述比较器CMP51的输出和判断电路D_L0GIC的第 一输出Min_0n通过与非门NAND控制所述第一开关晶体管K51导通，误差放大电路的输出 支路还像以往一样正常工作；在输出端EAO上的误差放大信号高于所述第二基准电压V52 时，所述比较器CMP51的输出和判断电路D_L0GIC的第二输出Max_on通过与门AND控制所 述第二开关晶体管K52关闭，同时所述比较器CMP51的输出和判断电路D_L0GIC的第一输 出Min_0n通过与非门NAND控制所述第一开关晶体管K51导通，这样就关闭了从电源VDD 向输出端EAO的通路，从而使得输出端EAO上的电压降低直到输出端EAO上的误差放大信 号低于或等于所述第二基准电压V52。这样，所述输出调整电路510就可以将误差放大电路 在输出端EAO输出的误差放大信号钳位在第二基准电压V52和第一基准电压V51之间。图5中所示的误差放大器500与图4所示的误差放大器400可以实现对误差放大 信号EAO相同 的控制效果，但两者在结构上存在如下区别输出调整电路510仅用到一个比 较器CMP51，而输出调整电路410使用了两个比较器CMP41和CMP42，相对来讲误差放大器 500减少了所占芯片的面积，且比较器CMP51只有在脉宽调制信号PWM为最大占空比或最小 占空比时才处于工作状态，其余时间均被判断逻.DJDGIC的第三输出D_lim设置为关闭 状态，从而可以进一步降低功耗。在所述误差放大器500应用于图1示出的升压DC/DC转换器100中时，可以将第 一基准电压V51设置为三角波Ramp的谷值电压，将第二基准电压V52设置为三角波Ramp 的峰值电压，这样所述误差放大器500输出的误差放大信号EAO就钳位在谷值电压和峰值 电压之间，从而改善升压DC/DC转换器的负载响应。采用了图5所示的误差放大器的升压 DC/DC转换器由轻载变重载时的各个电路参数的变化曲线示意图可参照图9所示。图6为本发明中的误差放大器600在第四实施例中的电路示意图。与图3、图4和 图5中的误差放大器的不同之处在于图6中详细的示出了误差放大器600的误差放大电 路620，而仅概要示出了误差放大器600的输出调整电路610，其中输出调整电路610可以 为图4和图5中示出的任一种方案。 请参阅图6所示，所述误差放大电路620包括 PMOS管MP11、PM0S管MP21、电阻R3、NM0S管MN32和匪OS管MN34，具体连接方式 为电源VDD与PMOS管MPl 1的源极相连，PMOS管MPl 1的漏极与PMOS管MP21的源极相连， PMOS管MP21的漏极与电阻R3的一端相连，电阻R3的另一端与NMOS管丽32的漏极相连， NMOS管MN32的源极与NMOS管MN34的漏极相连，NMOS管MN34的源极接地GND ；
PMOS管MP24、匪OS管MN36、PMOS管MP23、匪OS管MN35、电流源I,具体连接方式为PM0S管MP24的源极与电流源I相连，其漏极与NMOS管丽36的漏极相连，其栅极连接 一输入端FB，NMOS管丽36的源极接地GND，PMOS管MP23的源极与电流源I相连，其漏极与 NMOS管丽35的漏极相连，其栅极连接一输入端REF，NMOS管丽35的源极接地GND ；PMOS管MP12、PMOS管MP22、输出端ΕΑ0、匪OS管MN31和匪OS管MN33，具体连接 方式为电源VDD与PMOS管MP12的源极相连，PMOS管MP12的漏极与PMOS管MP22的源极 相连，PMOS管MP22的漏极与所述输出调整电路610的第二开关晶体管K62相连，第一开关 晶体管K61和第二开关晶体管K62之间为输出端ΕΑ0，第一开关晶体管K61的源极与NMOS 管丽31的漏极相连，匪OS管丽31的源极与匪OS管丽33的漏极相连，匪OS管丽33的源极 接地GND ；电阻R4和电容C，具体为电阻R4的一端与输出端EAO相连，另一端与电容C的 一端相连，电容C的另一端接地GND ；其中，PMOS管MPll的栅极和PMOS管MP12的栅极相连，PMOS管MPll的栅极还连接 在PMOS管MP21和电阻R3之间的一节点上，PMOS管MP21的栅极和PMOS管MP22的栅极相 连，PMOS管MP21的栅极还连接在电阻R3和匪OS管丽32之间的一节点上，NMOS管丽32的 栅极和NMOS管MN31的栅极相连，NMOS管MN34的栅极和NMOS管MN36的栅极相连，且NMOS 管丽36的漏极与其栅极相连，NMOS管丽33的栅极和NMOS管丽35的栅极相连，且NMOS管 MN35的漏极与其栅极相连。其中误差放大电路620的PMOS管MP12、PMOS管MP22、输出端EAO、NMOS管MN31 和NMOS管丽33这条支路就是误差放大电路620的输出支路。图7为本发明中的误差放大器700在第五实施例中的电路示意图。与图3、图4和 图5中的误差放大器的不同之处在于图7中也详细的示出了误差放大器700的误差放大 电路720，而仅概要示出了误差放大器700的输出调整电路710，其中输出调整电路710可 以为图4和图5中示出的任一种方案。请参阅图7所示，所述误差放大电路720包括PMOS管MP73和匪OS管MN74，具体连接方式为PM0S管MP73的源极与电源VDD相 连，其漏极与NMOS管丽74的漏极相连，NMOS管丽74的源极接地GND ；电流源 171、PMOS 管 MP71、NMOS 管 MN71、PMOS 管 MP72 和匪OS 管 MN72，具体连接 方式为PM0S管MP71的源极与电流源171相连，其漏极与NMOS管丽71的漏极相连，其栅 极与反向输入端FB相连，NMOS管丽71的源极接地GND，PMOS管MP72的源极与电流源171 相连，其漏极与NMOS管丽72的漏极相连，其栅极与正向输入端REF相连，NMOS管丽72的 源极接地GND ；PMOS管MP74、输出端EAO和匪OS管MN73，具体连接方式为PM0S管MP74的源极 与电源VDD连接，其漏极与所述输出调整电路710的第二开关晶体管K72相连，输出端EAO 连接在第二开关晶体管K72和第一开关晶体管K71之间的一节点上，第一开关晶体管K71 与NMOS管MN73的漏极相连，NMOS管MN73的源极接地GND ；其中，PMOS管MP73的栅极分别与其漏极和PMOS管MP74的栅极相连，NMOS管丽74 的栅极和匪OS管丽71的栅极相连，匪OS管丽72的栅极和匪OS管丽73的栅极相连。其中误差放大电路720的PMOS管MP74、输出端EAO和NMOS管丽73这条支路就是误差放大电路720的输出支路。图8为本发明中的误差放大器800在第六实施例中的电路示意图。与图3、图4和 图5中的误差放大器的不同之处在于图8中详细的示出了误差放大器800的误差放大电 路820，而仅概要示出了误差放大器800的输出调整电路810，其中输出调整电路810可以 为图4和图5中示出的任一种方案。请参阅图8所示，所述误差放大电路820包括PMOS管MP81和匪OS管MN84，具体连接方式为PM0S管MP81的源极与电源VDD相 连，其漏极与NMOS管MN84的漏极相连，NMOS管MN84的源极接地GND ；PMOS管MP82、PMOS管MP83、匪OS管MN81、匪OS管MN82和电流源181，具体连接 方式为PM0S管MP82的源极与电源VDD相连，其栅极与其漏极相连，其漏极与NMOS管MN81 的漏极相连，NMOS管MN81的源极与电流源181的一端相连，其栅极与反向输入端FB相连， 电流源181的另一端接地GND，PM0S管MP83的源极与电源VDD相连，其栅极与其漏极相连， 其漏极与NMOS管MN82的漏极相连，NMOS管MN82的源极与NMOS管MN81和电流源181之 间的一节点相连，其栅极与正向输入端REF相连；PMOS管MP84和NMOS管MN85，具体连接方式为PM0S管的源极与电源VDD相连， 其漏极与 NMOS管的漏极相连，NMOS管MN85的源极接地GND，其栅极与其漏极相连；PMOS管MP85、输出端EAO和电流源182，具体连接方式为PM0S管MP85的源极与 电源VDD连接，其漏极与所述输出调整电路810的第二开关晶体管K82相连，其栅极连接在 PMOS管MP81和NMOS管MN84之间的一节点上，输出端EAO连接在第二开关晶体管K82和第 一开关晶体管K81之间的一节点上，第一开关晶体管K81与电流源182的一端相连，电流源 182的另一端接地GND ；电阻R5和电容C，具体为电阻R5的一端与输出端EAO相连，另一端与电容C的 一端相连，电容C的另一端接地GND ；其中，PMOS管MP81的栅极和PMOS管MP82的栅极相连，PMOS管MP83的栅极和 PMOS管MP84的栅极相连，匪OS管丽84的栅极和匪OS管丽85的栅极相连。其中误差放大电路820的PMOS管MP85、输出端EAO和NMOS管MN86这条支路就是 误差放大电路820的输出支路。除以上图6、图7和图8中示出的误差放大电路620、误差放大电路720和误差放 大电路820，还有其他连接方式的误差放大电路，具体结构是所属领域的普通技术人员都能 够实现的，这里就不再一一详述。需要指明的是，以上所述的误差放大器不仅仅用在DC/DC转换器中，根据同样的 原理，其还可以应用在包括误差放大器和脉宽调制比较器的很多其他的电源转换器中，其 通过对误差放大信号的钳位均可以有效的改善电源转换器中的负载响应。综上所述，本发明与现有技术相比对误差放大器输出的电压进行钳位，有效地改 善了瞬态的负载响应。需要注意的是，虽然在背景技术中已经结合图2对现有技术中的升压DC/DC转换 器的负载响应的缺陷进行了分析，但是这些分析都是发明人经过仔细研究和反复实践才得 出的，并不是所述领域内的普通技术人员都知晓的内容。换句话说，发明人不仅仅找到了改 善负载响应得方案，还找到了负载响应差的原因，两者都属于发明人做出的共献。
可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保 护范围。
权利要求
一种误差放大器，其包括误差放大电路和输出调整电路，其特征在于所述误差放大电路用来将两个输入电压进行误差放大以得到输出电压，其包括有连接于第一电源和第二电源之间的输出支路，所述输出支路上的一节点作为输出所述输出电压的输出端，其中第一电源的电压低于第二电源；和所述输出调整电路包括第一比较器、串联在所述输出端和第一电源之间的第一开关，其中所述第一比较器用于将所述输出电压与第一基准电压进行比较，在所述输出电压小于所述第一基准电压时输出断开控制信号去断开所述第一开关，在所述输出电压大于或等于所述第一基准电压时输出导通控制信号去导通所述第一开关。
2.如权利要求1所述的误差放大器，其特征在于所述输出调整电路还包括有第二比 较器以及串联在所述输出端和第二电源之间的第二开关，其中第二比较器用于将所述输出 电压与第二基准电压进行比较，在所述输出电压大于第二基准电压时输出断开控制信号去 断开所述第二开关，在所述输出电压小于或等于所述第二基准电压时输出导通控制信号去 导通所述第二开关，其中所述第一基准电压小于所述第二基准电压。
3.—种误差放大器，其包括误差放大电路和输出调整电路，其特征在于所述误差放大电路用来将两个输入电压进行误差放大以得到输出电压，其包括有连接 于第一电源和第二电源之间的输出支路，所述输出支路上的一节点作为输出所述输出电压 的输出端，其中第一电源的电压低于第二电源；和输出调整电路包括判断电路、选择器、比较器、串联在所述输出端和第一电源之间的第 一开关以及串联在所述输出端和第二电源之间的第二开关，其中所述选择器的第一输入连 接第一基准电压，第二输入连接第二基准电压，所述比较器的第一输入连接所述输出电压， 第二输入端连接所述选择器的输出，所述判断电路用于判断脉宽调制信号是否为最小占空比和最大占空比，并在脉宽调制 信号为最大占空比时控制所述选择器选择第二基准电压为其输出或在脉宽调制信号为最 小占空比时控制所述选择器选择第一基准电压为其输出，在比较器的第一输入大于第二输入且脉宽调制信号为最大占空比时断开所述第二开 关，在比较器的第一输入小于第二输入且脉宽调制信号为最小占空比时断开所述第一开 关，其中所述第一基准电压小于所述第二基准电压。
4.如权利要求3所述的误差放大器，其特征在于在脉宽调制信号为最大占空比或最 小占空比时启动所述比较器。
5.如权利要求3所述的误差放大器，其特征在于所述输出调整电路还包括与门和与 非门，所述与门的一个输入连接所述比较器的输出，另一个输入连接判断电路的表示脉宽调 制信号是否为最大占空比的输出，所述与门的输出连接所述第二开关的控制端，所述比较器的输出经过反相后接入所述与非门的一个输入，所述与非门的另一个输入 连接判断电路的表示脉宽调制信号是否为最小占空比的输出，所述与非门的输出连接所述 第一开关的控制端。
6.如权利要求2或3所述的误差放大器，其特征在于第一开关和第二开关为MOS晶体管。
7.一种电源转换器，其包括包括有功率开关的输出电路，用于在功率开关的导通和关断控制下将一输入电压进行调制为一输出电压；电压反馈电路，用于采样输出电压得到一反馈电压；如权利要求1、2、3、4或5所述的误差放大器，用于将参考电压和反馈电压进行误差放 大以得到误差放大信号；脉宽调制比较器，用于将误差放大信号与三角波信号进行比较以生成脉宽调制信号， 所述模块调制信号用来控制所述功率开关的导通和关断。
全文摘要
本发明公开了一种电源转换器，其包括有功率开关的输出电路，用于在功率开关的导通和关断控制下将一输入电压进行调制为一输出电压；电压反馈电路，用于采样输出电压得到一反馈电压；将输出误差放大信号进行钳位的误差放大器，用于将参考电压和反馈电压进行误差放大以得到误差放大电压；脉宽调制比较器，用于将误差放大电压与三角波信号进行比较以生成脉宽调制信号，所述脉宽调制信号用来控制所述功率开关的导通和关断。电源转换器通过对可将输出误差放大信号进行钳位的误差放大器的引用来有效地改善电源转换器的负载响应。
文档编号H02M3/156GK101841240SQ20101014452
公开日2010年9月22日 申请日期2010年4月12日 优先权日2010年4月12日
发明者杨喆, 王钊, 董贤辉 申请人:无锡中星微电子有限公司