专利名称：一种用于改变开关电源频率的控制电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种稳压电源控制电路，尤其是指可改变开关电源的内部时钟 频率的外部控制电路。
背景技术：
由成本合理的稳压电源为各种产品提供干净和稳定的电源是非常重要的。稳压 电源是对不稳定的电源进行稳压处理。开关电源的开关频率是由内部的振荡器电路决定 的，通常具有一个固定频率。当开关电源的开关频率提高时，会使得开关电路中的滤波电感的感量，以及输 出电容的容量下降。对一个一定的电感值，较高的电源开关频率可以减少输出电压的纹 波。对一定的输出电压纹波值，较高的开关频率可以减小电感的数值和体积。因此， 提高开关电源的开关频率对开关电源的小型化是有好处的，开关电源可以设计的体积更 小，效率更高。但是，伴随开关频率的提高，同时也会增加开关电源的损耗；因为当电 源的开关频率提高时，电源的带宽也随之提高，电源的瞬间反应速度也会加快。随着以电池为电源的电子产品(比如手机，MP3和MP4等)越来越流行，对具 有高效率，小体积电源的需求越来越增加。但是在保证高效率、小体积的前提下，如何 使得该开关电源的损耗降低到最低，是目前仍有待改善的。目前传统所使用的产生开关电源的开关频率的电路一般包括振荡电路和为该振 荡电路提供参考电流的参考电流生成电路。如图1所示，为现有技术所广泛应用的参考 电流生成电路。其包含运算放大器1’，NMOS源极跟踪器2’和定值电阻3’。该运 算放大器1’的正相输入端连接参考电压Vref，其反相输入端与NMOS源极跟踪器2’的 源极端连接，其输出端与NMOS源极跟踪器2’的栅极端连接；该定值电阻3’连接在 NMOS源极跟踪器2’的源极端和接地端之间。由于该电路图中运算放大器1’的正相输入端和反相输入端的电压值是相同的， 所以施加在定值电阻3’上的电压也是Vref，由此可得，通过定值电阻3’的参考电流 为Iref = Vref/R ；其中，R为定值电阻3’的电阻值。由该参考电流生成电路生成的参考电流Iref向振荡电路提供工作电流，并生成相 应的振荡频率，也就是开关电路的开关频率。由上述可知，因参考电流Iref是固定不变 的，所以开关电路的开关频率也是固定不变的。有鉴于此，本实用新型提供了一种简单易行的，可以从外部改变开关电源的内 部频率的控制电路，从而让制造商可以有针对性的更优化的设计电源，节省成本。
实用新型内容本实用新型的目的是提供一种可改变开关电源频率的控制电路，其通过增加外部电路有限的电子元器件和连接线路，实现对开关电源的频率可调，能有针对性的优化 电源设计，降低成本，并实现在保证高效率、小体积的前提下，使得该开关电源的损耗 有效降低，延长其使用寿命。为了实现上述目的，本实用新型提供一种可改变开关电源频率的控制电路，其 包含为开关电源提供时钟频率信号的振荡电路和为该振荡电路提供参考电流的参考电 流生成电路；所述的参考电流生成电路包含运算放大器，NMOS源极跟踪器和外部可变电 阻；其中，该运算放大器的正相输入端连接参考电压，其反相输入端与NMOS源极跟踪 器的源极端连接，其输出端与NMOS源极跟踪器的栅极端连接；该外部可变电阻连接在 NMOS源极跟踪器的源极端和接地端之间。进一步，所述的参考电流生成电路还包含一个内部定值电阻，其与外部可变电 阻并联连接。所述的振荡电路包含通过电路连接的振荡充放电电路和阈值电压选择电路。其中，所述的振荡充放电电路包含由电流镜充电电流源和充电控制开关串联 后再与振荡电容串联构成的振荡充电电路，其中该振荡电容的另一端接地；由电流镜放 电电流源和放电控制开关串联后再与振荡电容并联构成的振荡放电电路。所述的阈值电压选择电路包含阈值电压逻辑选择器和阈值电压比较器；其中， 该阈值电压比较器的一个输入端连接阈值电压逻辑选择器的输出端；该阈值电压比较器 的另一输入端连接振荡电容的非接地端；该阈值电压比较器的输出端分别反馈连接充电 控制开关、放电控制开关和阈值电压逻辑选择器。本实用新型与现有技术相比，其优点在于通过增加外部电路有限的电子元器 件和连接线路，有针对性的优化电源设计，降低成本，并且广泛适用于高效率和小体积 电源。通过实际调整开关电源的频率，可以实现在保证高效率、小体积的前提下，使得 该开关电源的损耗有效降低，延长其使用寿命。
图1是现有技术中参考电流生成电路的电路图；图2是本实用新型中参考电流生成电路的一种实施例的电路图；图3是本实用新型中参考电流生成电路的另一种实施例的电路图；图4是本实用新型中振荡电路的电路图。
具体实施方式
以下结合图2至图4，详细说明本实用新型优选的实施例。本实用新型提供一种可改变开关电源频率的控制电路，其包含振荡电路和为 该振荡电路提供参考电流的参考电流生成电路。如图2所示，为本实用新型中的参考电流生成电路101的电路图，其包含运算放 大器1，NMOS源极跟踪器2和外部可变电阻3。该运算放大器的正相输入端连接参考电 压Vref，其反相输入端与NMOS源极跟踪器2的源极端连接，其输出端与NMOS源极跟 踪器2的栅极端连接；该外部可变电阻3连接在NMOS源极跟踪器2的源极端和接地端之间。由于该电路图中运算放大器1的正相输入端和反相输入端的电压值是相同的， 所以施加在外部可变电阻3上的电压也是Vref,由此可得，通过可变电阻3的参考电流 为Iref = Vref/Rext ；其中，Rext为可变电阻3的当前电阻值。因此，在本实用新型中，当调节外部可变电阻3的阻值Rext时，所生成的参考电 流Iref的值也会相应改变。本实用新型的优选实施例还提供另外一种参考电流生成电路102，其具体电路图 请参见图3。该参考电流生成电路102与前述参考电流生成电路101相比，唯一不同点 在于，该参考电流生成电路102还包含一个内部定值电阻4，其与外部可变电阻3并联连 接。由此可得，该电路所生成的参考电流为Iref= Vref/R 并；R并=RextZVRmt;其中，Rmt为内部定值电阻4的电阻值；为外部可变电阻3与内部定值电阻4 并联后的电阻值。因此，在本实用新型中，当调节外部可变电阻3的阻值Rext时，所生成的参考电 流Iref的值也会相应改变。当该参考电流生成电路12没有连接外部可变电阻3时，内部 定值电阻4的阻值即决定了最低参考电流Iref。而当通过调节增大外部可变电阻3的当前 阻值，使得其和内部定值电阻4并联时，因并联后的总电阻值会较Rmt减小，则参考 电流Iref也会随之增加。如图4所示，为本实用新型中振荡电路的示意图，该振荡电路为开关电源提供 时钟频率信号。其包含通过电路连接的振荡充放电电路和阈值电压选择电路。其中，所述的振荡充放电电路包含由电流镜充电电流源5和充电控制开关8串 联后再与振荡电容7串联构成的振荡充电电路，其中该振荡电容7的另一端接地；由电流 镜放电电流源6和放电控制开关9串联后再与振荡电容7并联构成的振荡放电电路。所述的阈值电压选择电路包含阈值电压逻辑选择器10(本实施例中，可采用一 个逻辑选择开关来实现)和阈值电压比较器11 ；该阈值电压逻辑选择器10具有2个预先 设定的阈值电压值Vreilmg和Vb。tt。m，其输出端连接阈值电压比较器11的其中一个输入端； 该阈值电压比较器11的另一输入端连接振荡电容7的非接地端，该该阈值电压比较器11 的输出端分别反馈连接充电控制开关8、放电控制开关9和阈值电压逻辑选择器10。由前述的参考电流生成电路生成的参考电流Iref通过电流镜(currentmirror)的方 法，分别由电流镜充电电流源5和电流镜放电电流源6产生电流Iup和Id_。此处所述的电 流镜是一种常用的、由参考电流产生和参考电流具有一定比例关系电流的方法，因此， Iup和U 是会根据参考电流Iref的改变而改变的。其中，电流Iup是用来给振荡电容7充 电的，而电流是用来给振荡电容7放电的。当充电控制开关8闭合时，由电流镜充电电流源5根据参考电流Iref生成的电流 Iup给振荡电容7充电，从而使得施加在该振荡电容7两端的电压升高。当放电控制开关 9闭合时，由电流镜放电电流源6根据参考电流Iref生成的电流Idmvn给振荡电容7放电，从而使得施加在该振荡电容7两端的电压降低。Id_/Iup之间的比例决定了开关电源的时 钟占空比。阈值电压比较器11用来确定振荡电容7上的实际电压和阈值电压的交叉值。 阈值电压比较器11有两个阈值电压Vralmg和Vb。ttom。阈值电压逻辑选择器10用来为阈 值电压比较器11选择阈值电压。当充电控制开关8闭合给振荡电容7充电时，阈值电压逻辑选择器10选择Veeilmg 作为电压比较器11的阈值，此时该振荡电容7两端的电压将增加，当该电压值超过Vralmg 时，电压比较器11的反馈输出端将控制充电控制开关8打开，并闭合放电控制开关9，由 此结束充电过程，并开始放电过程；与此同时，该电压比较器11的反馈输出端还将控制 阈值电压逻辑选择器10选择Vb。tt。m作为放电过程中的电压比较器11的阈值。在放电过 程中，振荡电容7两端的电压将降低，直至其电压值小于Vb。tt。m时，电压比较器11的反 馈输出端将控制放电控制开关9打开，并闭合充电控制开关8，由此结束放电过程，并再 次循环开始充电过程。由此，开关电源的时钟充电时间为T。n = CoscX (Vceilmg-Vbottom)/Iup ；而开关电 源的时钟放电时间为Τ。
ff Cosc X (Vceiiing Vbottom) down
其中，C。s。为振荡电容7的电容 值。从而可得，该开关电源的时钟周期是由Tra^PTtjfr相加所得，相应的，该开关电源的 开关频率为l/T^+Ti。所以，如果相应的调节电流Iup和Id。wn，那么开关电源的开关频率 也会随之改变。从上述的描述中不难发现，由于在参考电流生成电路中设置了外部可变电阻3， 通过调节其阻值，可以改变参考电流Iref的值。又因为通过电流镜生成的充电和放电电流 Iup和Id_是与参考电流Iref成比例改变的，最终，将使得开关电源的时钟充电和放电时间 随之改变，从而使得开关电源的开关频率实现可调。具体地，当增加外部可变电阻3的 阻值时，参考电流Iref将增加，与此同时，充电和放电电流Iup和Id_也将成比例增加， 从而使得开关电源的时钟充电和放电时间1； 和Ttjfr降低，并最终提高开关电源的开关频 率。反之，当减小外部可变电阻3的阻值时，同理可以降低开关电源的开关频率。综上所述，本实用新型提供了一种可从外部改变开关电源频率的控制电路，通 过增加有限的电子元器件和连接线路，有针对性的优化电源设计，降低成本，并且广泛 适用于高效率和小体积电源。通过实际调整开关电源的频率，可以实现在保证高效率、 小体积的前提下，使得该开关电源的损耗有效降低，延长其使用寿命。尽管本实用新型的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到 上述的描述不应被认为是对本实用新型的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后， 对于本实用新型的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本实用新型的保护范围应 由所附的权利要求来限定。
权利要求1.一种用于改变开关电源频率的控制电路，包含为开关电源提供时钟频率信号的 振荡电路和为该振荡电路提供参考电流的参考电流生成电路；其特征在于，所述的参考电流生成电路包含运算放大器(1)，NMOS源极跟踪器(2)和外部可变电 阻(3)；其中，该运算放大器(1)的正相输入端连接参考电压，其反相输入端与NMOS源极跟踪器 (2)的源极端连接，其输出端与NMOS源极跟踪器(2)的栅极端连接；该外部可变电阻(3)连接在NMOS源极跟踪器(2)的源极端和接地端之间。
2.如权利要求1所述的用于改变开关电源频率的控制电路，其特征在于，所述的参考 电流生成电路还包含一个内部定值电阻(4)，其与外部可变电阻(3)并联连接。
3.如权利要求1或2所述的用于改变开关电源频率的控制电路，其特征在于，所述的 振荡电路包含通过电路连接的振荡充放电电路和阈值电压选择电路。
4.如权利要求3所述的用于改变开关电源频率的控制电路，其特征在于，所述的振荡 充放电电路包含由电流镜充电电流源(5)和充电控制开关⑶串联后再与振荡电容(7)串联构成的振 荡充电电路，其中该振荡电容(7)的另一端接地；由电流镜放电电流源(6)和放电控制开关(9)串联后再与振荡电容(7)并联构成的振 荡放电电路。
5.如权利要求4所述的用于改变开关电源频率的控制电路，其特征在于，所述的阈值 电压选择电路包含阈值电压逻辑选择器(10)和阈值电压比较器(11)；其中，该阈值电压比较器(11)的一个输入端连接阈值电压逻辑选择器(10)的输出端；该阈值电压比较器(11)的另一输入端连接振荡电容(7)的非接地端；该阈值电压比较器(11)的输出端分别反馈连接充电控制开关(8)、放电控制开关(9) 和阈值电压逻辑选择器(10)。
专利摘要本实用新型提供一种可改变开关电源频率的控制电路，其包含为开关电源提供时钟频率信号的振荡电路和为该振荡电路提供参考电流的参考电流生成电路；所述的参考电流生成电路包含运算放大器，NMOS源极跟踪器和外部可变电阻；其中，该外部可变电阻连接在NMOS源极跟踪器的源极端和接地端之间。本实用新型通过增加外部电路有限的电子元器件和连接线路，实现对开关电源的频率可调，能有针对性的优化电源设计，降低成本，并实现在保证高效率、小体积的前提下，使得该开关电源的损耗有效降低，延长其使用寿命。
文档编号H02M1/08GK201805351SQ20102028896
公开日2011年4月20日 申请日期2010年8月12日 优先权日2010年8月12日
发明者张洪, 杨清, 范仁永 申请人:美凌微电子(上海)有限公司