电源的制作方法

专利名称：电源的制作方法
技术领域：
本发明的领域主要涉及电源，并且更特别地涉及通用DC输出电源。
背景技术：
主要有两类电源或变流器⑴AC至DC，以及⑵DC至DC。AC至DC电源通常将作为其输入的AC线电压转换为DC输入电压，并且例如在这样的应用中发现该电源，如家用音频放大器。通常能够作为线性电源或开关式电源实施。DC至DC电源将现有DC电压转换为另一种电压，例如从电池转换为另一种更高或更低的电压水平。通常以开关式电压实施。 对于常规使用，DC至DC电源转换电压并且也提供输入和输出之间的绝缘。传统电源的通常组件包括变压器、整流器、和滤波/储能电容器。开关电源中通常使用的另外组件包括控制IC芯片、功率晶体管、防止电磁干扰的滤波和屏蔽。对更小设备的需要已导致开关电源占优势。例如在家用音频放大器中使用的传统线性电源使用大、重、贵的变压器，从而将低频、高压AC线电源转换为适合放大器或其他应用使用的较低电压。首先将高压AC线电源降至较低AC电压，然后将较低AC电压波形整流为DC。然而，经整流的电压不连续，所以为了给放大器提供稳定电压，需要大储能电容器。虽然如此，DC电源仍在DC上施加可感知的不规则性(纹波电压)，其能够在放大器输出端出现可听见的嗡嗡声和哼哼声，除非在放大器设计和布局时相当小心。虽然该电源的设计相对简单并且EMI放射相对低，但是变压器大、重并且非常昂贵。储能电容器也大且贵。因而，大部分该电源方法在轻量、低调设计中排除其使用。电源中的功率损失相对小，总功效通常在85 % -90 %范围内。使用线性电源的替换是利用开关模式功率变换技术。在该技术中，首先整流线电压，并且以最高线电压平滑。与线性电源相比，这允许储能电容器更小，并且也较不昂贵。然后，通过以非常高的频率——通常为几十KHz，中断结果高电压DC信号而将其转换为较低电压，从而产生AC输出信号，通过小变压器将后者降低为较低电压。由于运行频率比线性电源高很多，所以变压器也能够比传统线性电源更小。然而，要再次整流变压器输出侧上的 AC信号，从而获得DC，并且必须以储能电容器平滑，虽然其比在线性电源中的小。该电源的一个例子为通常用于为膝上型计算机供电的外部电源。该方法中需要付出的代价在于，为了保持效率，DC的中断产生具有不连续、方形波的高频AC。该波形产生高水平的非常高的频率，发出该频率而引起射电频率干扰(EMI)。需要小心设计、布局以及屏蔽，从而将这些发射降低至可接受的限度。也需要将开关频率组件从输入和输出线路移除或隔离，其需要额外的磁组件，这增加电源的成本和体积。虽然理论CN 102549898 A
上能够非常高，但是效率通常为80-90%。总的来说，与传统的线性电源相比，能够相当大地降低开关模式电源的尺寸和重量，并且也能够降低基本组件成本。然而，开关电源设计中固有的复杂性对设计和证明成本的增加影响很大，并且导致需要几个月的时间才能投放市场。总而言之，线性电源趋向于尺寸和外形更大，相对成本更高、更重。在效率和低EMI 方面，其有利。开关电源趋向于更小并且更轻。由于更高的运行频率，开关电源的变压器和电容器趋向于比线性电源更小。然而，开关电源也能够比线性电源效率低，并且产生明显更多的EMI，后者需要仔细滤波和屏蔽。开关电源也更复杂、需要控制电路以及功率开关装置。 与线性电源相比，其设计时间更长并且通常更昂贵。有朝着更小的电源的趋势，其要求更高的运行频率，并且因此存在关于EMI的更多潜在问题。更大的电源可利用三相发电，其为上述技术的可替换电源技术。在三相系统中，三条输电线载有相同频率但是不同相的三种交流电，其在不同的时间到达瞬时峰值。电流波形彼此偏移120度(即，每种电流都与其他两种波形偏移三分之一周期)。该波形交错允许以降低但是实际存在的波动连续向荷载提供能量。结果，在每个电流周期都传递不变的功率量。可使用变压器，从而在三相电网的不同点升高或降低电压水平。三相整流器桥通常包括六个二极管，其中每个三相支路使用两个二极管。虽然三相电源系统具有一些好处，但是其也具有一些缺点或限制。例如，通常需要至少三个导体或电源线，以及用于电平转换(通过变压器)以及整流每一支路的三组电路。 同样地，虽然单项电源中降低了波动，但是仍实际存在波动，并且通常需要储能电容器将其降低至可接受水平。对于电源或变流器存在这样的需求，能够将其做的小、轻并且适当地便宜、EMI最小化。对于该电源进一步存在这样的需求，其避免开关电源的复杂性和复杂因素。对于电源存在这样的进一步需求，其能够降低对大组件的需要，并且因而能够被做得尺寸和外形小， 并且量轻。

发明内容
一方面，提供这样的电源，其中成形或另外选择一种或更多种输入波形，以便为了产生DC输出波形，输出波形要求的平滑最小。依照一个或更多实施例，提供给这样的电源，其具有在被提供至绝缘变压器前成形或另外选择的一种或更多种输入波形。成形或选择输入波形的性质，以便为了产生DC输出波形，经转换的波形不要求或要求的平滑最小。电源可包含波形发生器、向上(向下)分级电压水平的电平变换级、整流级、以及信号合成仪。波形发生器可产生互补波形，以便将每个互补波形整流并且合成后，其和不变，因而为了产生DC输出波形，不要求或要求的平滑最小。在一个实施例中，DC输出电源包含波形发生器、至少一个变压器、整流级、信号合成仪。波形发生器可产生互补波形，以便将每个互补波形整流并且组合，其和将不变。优选互补波形相同，但是彼此成90度相，但是在其他实施例中，波形可具有不同的关系。将互补波形施加至一对变压器或具有分离绕组的单变压器。向整流级提供变压器的输出，该整流级输出一对整流信号。整流信号具有这样的特性，即当将其加和在一起时，其和不变。向信号合成仪提供整流信号，后者加和信号并且产生不变的DC输出信号。在某些实施例中，监控输出电压，并且将其供回电源的输入侧，在将其施加至变压器前，电源调整互补波形信号的幅值或其他特征。在其他实施例中，使用开关电容器技术，而非变压器调整(即，逐步提高)互补波形的电压水平。在其他方面，以类似方式运行电源。在此描述的实施例可引起一种或更多优点，包括比传统电源更小、更轻、更薄和/ 或更廉价，大组件更少，而同时保持高效。能够设计电源，从而产生最小或微小的EMI。由于更易于设计和制造电源，所以能够将其更快投放市场，因而引起更快的产品设计周期。
也在此描述或在附图中图解进一步实施例、替换和变体。


图1示出在此公开的DC输出电源的概念方框图，其使用一个或更多用于信号水平转换的变压器。图2示出依照一个例子，图解图1中所示电源运行的一组波形图。图3示出依照另一个例子，图解图1中所示电源运行的一组波形图。图4示出依照图1中的概念性方框图所公开的电压控制DC输出电源实施例组件的方框图。图5示出依照图1中的概念性方框图所公开的电流控制DC输出电源实施例组件的方框图。图6示出信号发生器的一个例子的方框图，可结合在此公开的各个实施例使用该信号发生器。图7示出使用类似图1的技术的电源实施例的示意图，但是通过开关电容器电路实施。图8示出在此公开的DC输出电源的概念性方框图。图9示出信号发生器的第二例子的方框图，可结合在此公开的各个实施例使用该信号发生器。图10示出可由信号发生器输出的一对调频信号的例子的模型图。图IlA和图IlB示出依照图1的原理的一部分DC电源运行的示意图，其中每种情况中使用不同的输入波形。图12示出具有作为积分器配置的放大器的一部分DC电源的示意图。图13示出这样的波形图，其可被结合具有包括积分器特征的跨导放大器的DC电源使用。图14示出使用前馈技术从而使功率放大器线性化的一部分DC电源的示意图。图15示出使用前馈和回馈技术的DC电源的一部分的示意图。图16示出使用前馈和回馈技术的DC电源的另一实施例的示意图。图17示出使用开关电容器电路从而形成多级功率转换器的实施例的示意图。图18示出具有升压器电路和反相调压器电路的组合的开关电容器电源的示意图。
具体实施例方式依照一个或更多实施例，提供一种这样的电源，其具有一种或更多中输入波形，后者再被提供给绝缘变压器之间经成形或另外选择。成形、选择或另外产生输入波形的性质， 以便为了产生DC输出波形，转换波形要求的整流和/或平滑最小。图8示出在此公开的电源800的概念方框图。在图8中，信号源(波形)发生器 805产生一对互补波形信号823、824。选择互补波形信号823、824，以便在经电平转换级830 而被耦合至输出(整流)级840后，提供不变的DC输出水平，其中整流并且组合电平转换信号，而同时最小化输出级840要求的储能/平滑电容器。优选互补波形信号823、拟4为此处随后描述的类型。分别通过块835、836逐步增加或降低互补波形信号823、824，其中块以一个或更多例如在此进一步描述的变压器或开关电容器网络而具体化。电平转换级830 向输出级840提供信号837、838。将来自第一电平转换块835的信号837提供给输出级840 的第一整流器块860。将来自第二电平转换块836的信号839提供给输出级840的第二整流器块861。每个整流器块860、861都可通过例如全波整流器桥而具体化。整流器块860、 861的整流输出信号866、867为这样的波形，其在性质上互补，以便当将其加和在一起时， 结果为不变的DC电平。为了该目的，将整流输出信号866、867提供给信号合成仪870，后者加和或另外组合整流输出信号866、867，并且提供这样的DC输出信号885，其在性质上基本不变，通常不需要储能/平滑电容器。图1示出在此公开的DC输出电源的概念方框图，其基于图8中的普遍原理，并且使用用于信号水平转换的一个或更多变压器。如图1所示，信号源(波形)发生器105在信号线123、IM上产生一对互补波形信号VIN1、VIN2。选择互补波形信号V皿、Vin2，以便在被通过变压器级130耦合至输出级140后，提供不变的DC输出水平，其中整流和组合该信号， 而同时最小化输出级140需要的储能/平滑电容器。优选互补波形信号VIN1、VIN2为随后在此描述的类型。通过变压器级130，并且更特别地，通过变压器级130的各个变压器135、 136而将互补波形信号VIN1、Vin2耦合至输出级140。变压器135、136可在性质上为升压或降压，并且优选特征相同，假定互补波形信号VIN1、VIN2的幅值相同。可将变压器135、136物理具体化为具有分离绕组的单变压器，分离绕组分别用于输入信号123、1M和用于输出信号137、138，但是其公用相同的磁芯，否则可将其物理具体化为两个物理分离的变压器。变压器级130向输出级140提供信号137、138。将来自变压器135 二级输出的信号137提供给输出级140的第一整流器块160。将来自变压器136 二级输出的信号139提供给输出级140的第二整流器块161。每个整流器块160、161例如都可通过全波整流器桥具体化。整流器块160、161的整流输出信号166、167可为周期波形，其性质互补，以便当将其加和时，结果为不变的DC电平。为了该目的，将整流输出信号166、167提供给信号合成仪 170，后者加和整流输出信号166、167，并且提供DC输出信号185，后者性质上基本不变，通常不需要储能/平滑电容器。实际上，可出现少量波动，能够通过相对小的平滑电容器(未示出)将其平滑，可在任何方便的位置提供该电容器，例如在整流器块160、161的输出端和 /或信号合成仪170之后提供该电容器。选择产生波形VIN1、VIN2的特征为周期波形，以便转换、蒸馏和组合(例如，加和)信号后，结果输出信号185为不变的DC电平。优选，波形VIN1、VIN2的形状相同，但是彼此偏移 90度。同样地，优选波形大致平滑，缺少波峰或其他从EMI观点不期望的特征。在图1中示出信号VIN1、VIN2的适当波形例子，并且在图2中更详细图解。在图2中，图2A和图2B分别示出波形Vini和Vin2 (在图2中以波形203、204表示)，其每个都组成交互同相/异相升余弦波形，但是相彼此偏移90度。全波整流后，在图2C和图2D中图解结果波形213、214，其分别关联VIN1、VIN2。波形213、214为彼此偏移90度地正弦波形，即具有正弦和余弦的关系， 反映原始波形VIN1、VIN2的相偏移。当将其加和在一起时，如图2E所示，整流波形213、214引起具有不变DC输出电平的输出波形220。换句话说，波形VIN1、Vin2的整流和加和引起不变的DC输出电平，而其通常不需要传统开关电源所需的大储能/平滑电容器。除了图2中的图2A和图2B所示的波形203、204之外，也能够使用其他波形，并且提供类似的最终结果。图3示出互补周期波形的第二个例子，其经选择从而在整流和加和后提供不变的DC示出水平。在图3中，图3A和图;3B分别示出波形Vini和Vin2 (在图3中以波形303、304表示)，其每个都组成具有交互同相/异相三角波的三角波形，但是相彼此偏移90度。全波整流后，在图3C和图3D中图解结果波形313、314，其分别关联VIN1、VIN2。整流波形313、314都为具有对称形状的正三角波形，其彼此偏移90度，反映原始波形VIN1、VIN2 的相偏移。当将其加和在一起时，如图3E所示，整流波形313、314引起具有不变DC输出电平的输出波形320。由于整流波形313、314对于三角波的上升和下降部分具有相同的线性斜率，第一整流波形313的电压下降匹配第二整流波形314的电压上升，反之亦然。因而， 波形VIN1、VIN2的整流和加和引起不变的DC输出电平，而其通常不需要传统开关电源所需的大储能/平滑电容器。除了图2和图3中所示的VIN1、VIN2的波形之外，也能够使用其他波形。优选，选择或产生波形VIN1、Vin2，以便转换和全波整流后，整流波形彼此互不，以便能够将其加和在一起，从而引起不变的DC电平。该波形可包括导致性质对称的整流波形的周期波形，以便其上升斜率和曲率与其下降斜率和曲率相同。同样地，优选整流波形关于其中间点对称，以便其交互“正”和“负”波形状相同，但是彼此倒转。图2和图3中所示的波形例子满足上述标准。其中该整流波形相同但是彼此偏移90度，整流波形的对称性质意思是说，一个整流波形的上升将精确匹配另一整流波形的下降，因而引起不变的组合输出电平。除了上述波形之外，对于Vini、Vin2，也能够使用更复杂的波形。例如，波形Vini、Vin2 可包含许多不同的谐波，和/或可随着时间变化。可将上述功率转换技术应用于电压或电流基电源。在此进一步描述更多详细的例子。图4示出依照图1的概念方框图公开的电压控制DC输出电源400的实施例的组件。可由本地电源，如电池，或由外部电源，例如线电源为电源400供电。在图4中，信号发生器405产生一对优选为周期性质的互补波形信号412、413，并且其通常具有如上所述的vm、vIN2的特性，即其经成形和选择，以便在被通过变压器级、整流和组合后，提供不变的 DC输出。向电压控制放大器(VCA) 415提供互补波形信号412、413，其通过回馈读出放大器 490，基于从DC输出信号485接收的回馈而调整波形信号412、413的幅值。在一些实施例中，可省略电压控制放大器415，也可省略回馈路径491和读出放大器490。电压控制放大器415向线性放大器430、431分别输出幅值可调的一对互补波形信号Vini和Vin2，如图4中的覆盖图中所示的波形423、似4所映，其描述了图1和图2中相同例子中使用的波形的类似例子。将线性放大器430、431的功率输入端连接至电源导轨
9+V和-V，并且其输出放大信号432、433，后者本质上横跨导轨(遭受来自放大器430、431 的最小损失)。一个波形例子的信号432、433的电压特性分别在图4所示的覆盖图440和 441 (描述波形Vpl和Vp2)中反映，在该情况下，初始产生波形看起来如Vini、Vin2的图423、 4 中所示。分别在覆盖图442和443(描述波形Ipl和Ip^中反映Vpl和Vp2相应的电流特性。如图440、441、442和443中可见，该特殊例子的电压波形Vpl和Vp2的特征在于，交互异相和同相的升余弦波(Vpl和Vp2相同，但是彼此偏移90度)，而相应的电流波Ipl和 Ip2采取方波的形式，其具有对应于同相升余弦波时段的不变正电流，以及对应于异相升余弦波时段的不变负电流。与电压波形相同，电流波形Ipl和Ip2相同，但是彼此偏移90度。将第一线性放大器430的输出端耦合至第一变压器435的初级绕组。将第二线性放大器431的输出端耦合至第二变压器436的初级绕组。变压器435、436的次级绕组被耦合至输出级440，其接收来自变压器435、436的变压器输出信号437、438。变压器435、436 性质上可为升压或降压，并且优选特性相同，假定互补波形信号Vpl和Vp2的幅值相同。可将变压器435、436物理具体化为单一变压器，其具有用于输入信号432、433和用于输出信号437、438的单独绕组，但是共用相同的磁芯，或者可物理具体化为两个单独的变压器。优选将变压器435、436设计为具有低漏电感。输出级450优选包含一对整流器块460、461，其可被具体化为例如全波整理器桥。 向输出级450的第一整流器块460提供来自变压器435的次级输出的信号437。向输出级 450的第二整流器块461提供来自变压器436的次级输出的信号439。每个整流器块460、 461都可被具体化为例如全波整理器桥。在该情况下，整流器块460、461的整流输出信号为周期信号，其性质互补，以便当将其加和在一起时，结果为不变的DC电平。为了该目的，将整流器块460、461的输出端串联连接，以便另外组合其中的整流输出信号，因此提供性质上基本不变的DC输出信号485，而通常不需要储能/平滑电容器。实际上，可发生少量波动，能够通过相对小的平滑电容器(未示出)将其平滑，可在任何适当位置提供该电容器， 例如整流器块460、461的输出端，和/或交叉负荷470提供该电容器。因此向负荷470提供不变的DC输出电源信号。视需要，可通过读出放大器490提供回馈，其采样DC输出信号485，并且向电压控制放大器415提供电压回馈信号，而电压控制放大器415依次调整输入波形412、413的幅值，以便适合线性放大器430、431。通过该方式，可将DC输出信号485保持在不变的电压电平。电源400的运行大致类似于图1的电源100。例如，在以下情况下，即输入波形 412、413采取图2中的图2A和图2B所示的周期交互异相/同相升余弦波的形状的情况下， 结果整流和组合波形将类似于上述图2中的图2C、2D和2E所示的波形。在以下情况下，即输入波形412、413采取图3中的图3A和图所示的周期交互异相/同相三角波的三角波形形状的情况下，结果整流和组合波形将类似于上述图3中的图3C、3D和3E所示的波形。 关于图1，可使用任何适当的周期波形，包括具有多重谐波或随着时间而交替的那些波形。 通过在此描述的适当波形，电源400可引起不变的DC输出信号485，其理论上不需要储能/ 平滑电容器。图5示出依照图1的通用方法的电源500的另一实施例的组件方框图。与图4中的电压控制DC输出电源不同，图5示出电流控制DC输出电源500。在图5中，以5XX标注的元件功能上大致类似于图4中以4XX标注的元件。与上文相同，可由本地电源，如电池， 或由外部电源，例如线电源为电源500供电。信号发生器505产生一对优选为周期性质的互补波形信号512、513，并且其通常具有如上所述的VIN1、VIN2的特性，即其经成形和选择，以便在被通过变压器级、整流和组合后，提供不变的DC输出。向电压控制放大器(VCA) 515提供互补波形信号512、513，其通过回馈读出放大器590，基于从DC输出信号585接收的回馈而调整波形信号512、513的幅值。在一些实施例中，可省略电压控制放大器515，也可省略回馈路径591和读出放大器590。电压控制放大器515分别向线性跨导放大器530、531输出一对互补波形信号VIN1、 Vin2，其由图5中示出的覆盖图中的波形523、524反映，描述了类似于图1和图2中相同例子中使用的波形例子。跨导放大器530、531示出与其输入电压成比例的电流，并且因而可被视为电压控制电流源。跨导放大器530、531的影响是这样的，即将信号发生器505产生的波形512、513本质上转化为类似形状的电流波形。如下所述，对于下游处理，其可具有优点，并且可引起更好的EMI特征。将跨导放大器530、531连接至电源导轨+V和-V，并且向变压器535、536输出放大信号532、533。如图5所示，分别在覆盖图540和541 (描述波形 Ipl和Ip2)中反映信号532、533的电流特征，在该情况下，初始产生波形看起来如Vini、Vin2 的图523、524中所示。分别在覆盖图542和讨3(描述波形Vpl和Vp^中反映信号423、 似4相应的电压特性。如图M0、M1、542和543中可见，该特殊例子的电流波形、Ipl和Ip2 的特征在于，交互异相和同相的升余弦波(Ipl和Ip2相同，但是彼此偏移90度)，而相应的电压波Vpl和Vp2采取方波的形式，其具有对应于同相升余弦波时段的不变正电压，以及对应于异相升余弦波时段的不变负电压。与电流波形Ipl和Ip2相同，电压波形Vpl和Vp2 相同，但是彼此偏移90度。将第一跨导放大器530的输出端耦合至第一变压器535的初级绕组。将第二跨导放大器531的输出端耦合至第二变压器536的次级绕组。变压器535、536的次级绕组被耦合至输出级M0，后者接收来自变压器535、536的变压器输出信号537、538。变压器535、 536可性质上为增压或降压，并且优选特征相同，假定输入信号532、533的幅值相同。变压器535、536可被物理具体化为单一变压器，其具有用于输入信号532、533和用于输出信号 537,538的单独绕组，但是共用相同的磁芯，或者可被物理具体化为两个单独的变压器。输出级550优选包含一对整流器块560、561，其可被具体化为例如全波整理器桥。 向输出级阳0的第一整流器块560提供来自变压器535的次级输出的信号537。向输出级 550的第二整流器块561提供来自变压器536的次级输出的信号539。每个整流器块560、 561都可被具体化为例如全波整理器桥。在该情况下，整流器块560、561的整流输出信号为周期信号，其性质互补，以便当将其加和在一起时，结果为不变的DC电平。为了该目的，将整流器块560、561的输出端串联连接，以便另外组合其中的整流输出信号，因此提供性质上基本不变的DC输出信号585，而通常不需要储能/平滑电容器。实际上，可发生少量波动，能够通过相对小的平滑电容器(未示出)将其平滑，可在任何适当位置提供该电容器， 例如整流器块560、561的输出端，和/或交叉负荷570提供该电容器。因此向负荷570提供不变的DC输出电源信号。视需要，可通过读出放大器590提供回馈，其采样DC输出信号585，并且向电压控制放大器515提供电压回馈信号，而电压控制放大器515依次调整输入波形512、513的幅值，以便适合跨导放大器530、531。通过该方式，可将DC输出信号585保持在不变的电压电平。优选设计回馈回路，以便跨导放大器530、531接近最大效率的导轨运行，但是还足够远，以便放大器仍处于运行的线性区域，并且不变短。电压回馈回路有助于确保电压电平保持相对不变，即使负荷的特征(即其电阻)随着时间波动也是如此。也能够使用电压回馈， 从而确保如果输入电压下降(例如，以电池作为输入源)，输出电压将保持相对不变。
电源500的运行大致类似于图1的电源500，将波形发生器105的输出信号123、 124关于电流处理。其中输入波形512、513采取图2中的图2A和图2B中所示的周期交互异相/同相升余弦波的形状，结果整流和组合波形将类似于上述图2的图2C、2D和2E所示的波形。在输入波形512、513采取图3中的图3A和图所示的交互异相/同相三角波的三角波形时，结果整流和组合波形将类似于上述图3的图3C、3D和3E所示的波形。关于图 1，可使用任何适当的周期波形，包括具有多重谐波的波形或随着时间交替的波形。通过在此所述的适当波形，电源500可引起不变的DC输出信号585，其理论上不需要储能/平滑电容器。 在图1IA和图1IB中示出电源的另一实施例，其使用交替放大器布置。在这些例子中，为了简化的目的，仅示出一半初级侧电源；可复制每一情况中的电路，从而完成电源的初级侧部分。因而，图IlA中所示的变压器1148将概念对应于图1中的变压器135 (Tl)，而将使用对应于变压器136(T2)的第二组电路和第二变压器，从而完成电源的初级侧部分。 同样地，由于仅在图IlA和图IlB中示出初级侧上的电源电路1102，所以次级侧上的电路将通常由例如图1中的一半桥电路形成，或者由图5中的整流器160 (Rl)形成(即输出级 550 的二极管 D1-D4)。图IlA和图IlB中的通用方法使用推拉式放大器设计，因此，变压器1148具有单次级绕组1146，但具有两个初级绕组1147。首先看图IlA的例子，电压源1105、1106分别产生输出波形1112和1113，其在靠近电压源1105、1106的叠置图中示出。波形1112和1113通常分别等于图2A中所示的周期波形的正和负半周期。第一电压源1105产生对应于图2A中的同相升余弦波的波形1112， 而第二电压源1106产生对应于图2A中的异相升余弦波的波形；但是以正而非负示出这些波，因为将其施加至双初级变压器1148的同相侧。对于产生互补波形的次级变压器(未示出)，将向其提供两个类似的电压源，从而产生分别对应于图2B中所示周期波形的正和负半周期，并且类似地，正如图2A和2B中的波形，相偏移电压发生器1105、1106的波形。每个波形1112、1113都组成一组同相升余弦波，在该例子中，其彼此相偏移180 度。作为输出，分别向线性放大器1120、1121提供电压源1105、1106，其依次供给场效应晶体管(FET) 1130、1131。每个晶体管1130、1131都被连接至变压器1148的一个初级绕组 1147，并且每个晶体管的源也被连接至各个信号发生器1120、1121的同相输入端，并且连接各个电流读出电阻器1116和1117。同样地，将变压器1148的中心抽头1149和放大器 1120,1121的电源输入端连接至分离电源1107，后者可包含例如一组电池或其他DC电源。放大器1120和晶体管113(KQ1)及放大器1121和晶体管1131⑴幻一起形成推拉式放大器，其提供源1105和1106施加的电压波形1112、1113定义的定义电流输出。将电流波形提供给变压器1149，并且然后出现在次级绕组1146上，用于由输出级(图IlA中未示出)整流。
在一些构造中，图IlA的装置可提供这样的优点，即能够利用单极性功率晶体管装置，并且驱动电压能够为单极并且参考地。为了性能最优，为了提高线性以及在较低输出电流水平响应的速度，可依照传统方法配置晶体管1130、1131，从而传导持恒静态电流。然而，该静态电流可降低电源的整体效率。图IlB中稍微改进的运行布置可降低静态电流的量。图IlB的基本结构类似于图 11A，但是改进了信号发生器1105、1106提供的波形，从而提高线性以及在低输出电流水平的响应速度，而同时最小化整体效率的任何降低。主驱动波形1112、1113下显示的另外的周期波形1197、1198为这样的幅值调整图，其为被同时添加至半个推拉式放大器的共同模式波形的情况。该共同模式波形引起晶体管1130、1131仅在各个主波形1112、1113接近零的区域附近传导静态电流；在传导周期之外的其他周期上，都将晶体管1130、1130偏斜为 OFF。共同模式电流引起晶体管1130、1131仅在被要求运行之前短暂地进入其传导区域，因而降低接通扭曲。每半个输出级中的共同模式电流都在变压器1148中补偿，并且不在变压器次级绕组1146的输出端出现。共同模式波形引起晶体管1130、1131传导的时段可在示出的例子中不同。通过该方式，与连续传导情况相比，能够明显降低由于静态电流引起的平均功率损失。图5和图IlA与图IlB中所示的功率放大器布置可被称为线性跨导放大器，其具有名义上的平坦频率响应，以便其精确复制对其输入端供给的互补波形。该互补波形非正弦，所以为了性能最优，通常要求来自放大器的高增益带宽积。在图2A和图2B所示的特殊互补波形的情况下，能够通过互补波形的适当改进而放松该限制，以便可将放大器配置为积分器。积分器的闭环响应通常以更高频率以6分贝 /倍频程下降，允许使用具有更窄开环带宽的放大器。在图12中示出可与该方法一起使用的放大器构造的一个例子。在该实施例中， 与图IlA和图IlB中的设计相同，仅示出响应关联两个变压器中的一个变压器的电路的一半初级侧电源。与较早的设计相同，该例子中的变压器1248具有单次级绕组1246，但是具有两个初级绕组1247。与上文相同，仅示出初级侧上的电源电路1202，而用于该半初级侧电路的次级侧上的电路将通常包含桥电路，其类似于例如图1或图5的该半个输出级的电路。在该例子中，一对电压源1205、1206分别产生输出波形1212和1213，其在靠近电压源1205、1206的附图中示出。将电压源1205、1206的输出分别通过电阻器1270(R3)和
1271(R4)提供给线性放大器1220、1221，同时放大器1220、1221依次供应场效应晶体管 (FET) 1230、1231。每个晶体管1230、1231都被连接至变压器1248的一个初级绕组1M7， 并且其源也分别被连接至电流读出电阻器1216和1217，并且被连接至各个积分电容器
1272(Cl)和1274，分别由电阻器1273 (R5)和1275 (R6)跨立每个积分电容器。变压器1249 的中心抽头1249和放大器1220、1221的电源输入端被连接至单独的电源1207，后者可包含例如一组电池或其他DC电源。运行中，通过电容器1272(C1)和1273 (C2)完成从电流读出电阻器1216 (Rl)和 1217 (R2)的回馈，而包括电阻器1273 (R5)和1274 (R6)，从而提供DC稳定性。电容器1272和 1273的积分器动作迫使电压穿过电阻器1216 (Rl)和1217 (R2)，并且引起迫使电流穿过晶体管1230 (Ql)和1231 (Q2)，从而为信号发生器1205和1206输出的电压的积分，即为1213 的电压。为了使电流匹配期望的形状，所以选择电压波形1212和1213，从而为图2A中所示的波形203的微分(或者初级侧电源电路互补部分的波形204)，同样(类似于图11A)， 仅采用波形1212和波形1213的另一半周期的波形203。由于将波形施加至双初级变压器 1248的负绕组，所以示出波的性质为正。可通过省略电容器1273和1274(C1和C2)并且以感应器代替电流读出电阻器 1216和1217(R1和R2)而构造可替换积分构造。在该情况下，通过感应器的电流将为穿过该感应器的电压积分。使用功率放大器部分的积分器不限于这些特殊例子。在图5的电源电路的更普通版本中，可将放大器530和531配置为具有积分器特征的跨导放大器，向其提供改进电压波形取代图5中所示的波形523和524。图13中的波形1312、1313示出为了该目的的改进波形，而实线示出积分后的波形1303、1304结果。可将改进波形1312、1313描述为正弦或余弦波的序列，而正弦或余弦波在每个循环的末端倒转。与图2A和图2B相同，波形1312、 1313以及结果积分波形1303、1304形状相同，但是彼此相偏移。也可通过其他方式实现低静态功耗的目标，例如通过使用前馈技术从而线性化功率放大器。在图14中示出该方法。为了简化，图14中示出的电路1402对应于图IlA的功率放大器的一侧；为了完成完整的放大器，将提供第二组类似的组件，其对应于图IlA的功率放大器的另一半；然后，依次将再次复制整组电路，从而提供用于在电源另一侧整流和组合的互补信号。在图14中，放大器1420、晶体管143(KQ1)以及电阻器1416(R1)形成这样的放大器Al，其如图IlA中的放大器一样执行，但是具有低至零的静态电流。将晶体管 1430 (Ql)的输出端1432连接至双初级变压器(类似于图IlA中所示的变压器1148)的一个初级绕组。DC电源1407向放大器1420和1421供电，并且也被连接至变压器的中心抽头 (类似于被连接至图IlA的变压器1148的中心抽头的DC源信号)。放大器1421、晶体管143KQ2)以及电阻器1417(R2)形成这样的低功率纠错放大器A2，其放大并且测量对Al的输入电压(信号发生器1405的输出)以及穿过电阻器 1416 (Rl)的输出电压之间的差异。将该差异电压的测量版本转化为通过晶体管1431 0^2) 的电流，从而加在来自晶体管143(KQ1)的电流上。使用差分器1418部分完成上述工作，该差分器接收来自电压源1405 (Vl)的电压信号，并且减去晶体管143(KQ1)源和读出电阻器 1416 (Rl)之间的节点上的电压信号。因此，放大器A2向补偿Al中误差的输出添加修正电流。放大器A2所需的修正电流通常比放大器Al输出的电流小很多，并且因此放大器A2能够为比放大器Al功率更低的放大器，并且也能够具有更小的静态功率耗散。类似于图11A，可将晶体管对1430、1431的输出1432提供给变压器的一个初级绕组。如图IlA所示，可将另一类似配置的前馈放大器连接至变压器的另一初级绕组。可配置信号发生器(1405及其对应部分)，从而产生类似于图1IA或在此描述的其他实施例中的信号。如图14所示的使用前馈修正的替换为应用图15实施例中示出的布置的前馈和回馈技术。与图14相同，图15中的电路1502对应于图IlA的功率放大器的一侧；为了完成完整的放大器，将提供第二组类似的组件，其对应于图IlA的功率放大器的另一半；然后，依次将再次复制整组电路，从而提供用于在电源另一侧整流和组合的互补信号。在图15中， 放大器1520、晶体管153(KQ1)以及阻抗元件1516(Z4)形成这样的放大器Al，其如图IlA 中的放大器一样执行，但是具有低至零的静态电流。放大器1521、晶体管1531 以及阻抗元件1517 (Z3)形成低功率修正放大器。另一阻抗元件1572 (Z2)形成这样的反馈通道， 其从放大器1520的输出端到其倒相输入端，并且阻抗元件1571 (Zl)将放大器1520的倒相输入端连接至晶体管153(KQ1)和阻抗元件1516(Z4)之间的节点。如果满足Z2 · Z4 = Zl · Z3，那么就可从通过晶体管153(KQ1)和1531 ^!2)的电流的和形成的输出电流中抵消晶体管153(KQ1)中的扭曲。因而，为了最大效率，能够以低至零的静态电流运行放大器级 Al。此外，如果选择阻抗元件1572 (Z》为电容器，选择阻抗元件1516 (Z4)为感应器， 阻抗元件1571(Z1)和1517(Z3)为电阻器，那么就能够满足该平衡方程，同时，输出电流为来自信号发生器1505的输入电压Vl的积分，允许使用图12所示的波形。为了实现类似的结果，也可使用阻抗元件Z1-Z4的其他组合，并且阻抗元件不需要为一元电路元件，而是可为元件网。例如，阻抗元件1572 (Z2)可为电容器，阻抗元件 1571 (Zl)为串联电阻器和电容器的组合，阻抗元件1516(Z4)为电阻器，阻抗元件1517 (Z3) 为并联电阻器和电容器的组合。其也能够使用图12所示的波形作为输入。作为另一例子， 阻抗元件1572 (Z2)可为电容器，阻抗元件1571 (Zl)为电阻器，阻抗元件1516 (Z4)也可为电阻器，并且阻抗元件1517 (Z3)可电容器。在该情况下，该装置能够使用图IlA中所示的输入波形，或其他适当的波形。另一替换为结合D的阻抗元件和输入端上的滤波器，该输入端为放大器1521的同相输入端。也能够通过添加如图16所示的回馈元件1675(Z5)和1676(Z6)而替换修正放大器A2的转换功能。例如，阻抗元件1675 (Z5)可为电阻器，而阻抗元件1676 (Z6)可为电容器。可改进放大器A2的转换功能，从而使阻抗元件1617 (Ζ； )看起来象不同类型的阻抗元件；例如，可期望以电阻器执行阻抗元件1617 (Z3)，因而避免将阻抗元件1617作为无功元件使用。在其他方面，图16与图15相同，并且图16中的组件16XX大致对应于图15 中的其对应组件15XX。虽然已描述并且关于特殊功率放大器构造图解前馈纠错和前馈加回馈修正技术， 但是其也适用于其他功率放大器和相关设计。图7示出大致依照图8的概念图的原理的电源700的实施例的方框图，其以开关电容器实施。与在此描述的其他例子一样，电源700可由本地电源，如电池，或由外部电源， 例如线电源供电。在该例子中，波形发生器包含一对信号发生器705、715，其产生一对优选为周期性质的互补波形信号706、716，并且其通常具有如上所述的VIN1、Vin2的特性，即其经成形和选择，以便在被通过电平转换、整流和组合后，提供不变的DC输出。示出该波形的例子为周期交互异相/同相升余弦信号波形707和717 (依照一个例子，分别对应于波形信号 706和716)。可任选地将互补周期波形信号706、716提供给电压控制放大器(VCA)，用于基于从DC输出信号785接收的回馈信号(未示出)而调整波形信号706、716的幅值。向跨导放大器731和751提供波形信号706，而向跨导放大器741和761提供波形信号716。跨导放大器731、741、751和761输出与其输入电压成比例的电流，并且因而可被视为电压控制电流源。跨导放大器731和741的效果是这样的，即将波形信号706、716本质上转化为类似形状的电流波形735、745。跨导放大器751和761的效果是这样的，即将波形信号706、716本质上转化为类似形状的电流波形755、765，但是性质倒转，因为波形信号706、716被耦合至跨导放大器751和761的倒相输入端。与图5的实施例一样，转化为
15电流驱动波形可对下游处理有利，并且可引起改良EMI特征。跨导放大器731、741、751和 761可与上述的那些放大器为类似构造。对于图7所示的例子，信号735和745的电流特征在于，交互异相/同相升余弦波 (信号735和745的电流波形相同，但是彼此偏移90度)，而相应的关于信号735和745的电压信号通常为这样的方波，其具有对应于同相升余弦波时段的不变正电压，以及对应于异相升余弦波时段的不变负电压。与信号735和745的电流波形相同，电压波形也相同，但是彼此偏移90度。信号755和765的电流和电压特征与信号735和745的相反。因而，该例子中的信号755和765的电流特征在于，交互同相/异相升余弦波(信号755和765的电流波形相同，但是彼此偏移90度)，而相应的关于信号755和755的电压信号通常为这样的方波，其具有对应于同相升余弦波时段的不变正电压，以及对应于异相升余弦波时段的不变负电压。与信号755和765的电流波形相同，电压波形也相同，但是彼此偏移90度。跨导放大器731、741、751和761的每个输出端都被耦合至类似的组件网，其运行从而升高(或降低)输入电压电平，并且使用例如升压充电开关电容器电路的原理，向负荷770提供作为不变DC电源信号785的电平转换输出。第一跨导放大器731的输出端被耦合至电容器732，后者的另一端被耦合至输入电源导轨789。跨导放大器731以引起施加信号的电平升高(大约两倍)的方式起周期充电电容器732的作用，因而引起电平转换信号737。二极管734用于整流升压(降压)信号737。通过类似的方式，分别将跨导放大器 741,751和761耦合至电容器742,752和762，后者每个都被分别通过二极管743,753和 763而耦合至输入电源导轨789。电容器742、752和762以及关联的二极管743、753和763 形成开关电容电路，其升高输入信号电平，因而形成电平转换信号745、75和767。整流二极管744、7M和764用于通过与整流相对于升压(或降压)信号737的二极管734相同的方式，分别整流升压(或降压)信号747、757和767。源于电平转换信号737和757的整流信号的另外组合例如在图7中示出，其类似于图2中的波形213。源于电平转换信号737和 757的整流信号的另外组合在该相同例子中类似与图2中的波形214，也即是源于电平转换信号737和757的整流信号的另外组合产生的相同波形的90度偏移版本。如上所述，波形 213和214的另外组合为不变的DC信号水平。因而，通过将源自于电平转换信号737、747、757和767的四个整流信号组合在一起，最终结果为升压(或降压)DC信号785，其性质上基本不变，而通常不需要储能/平滑电容器。实际上，可出现少量波动，能够通过可在任何便利位置，如穿过负荷770提供的相对小的平滑电容器平滑该波动。因而向负荷770提供不变的DC输出电源信号。四相设计也确保了来自电源789的电流基本无波动。图7的例子示出电压上升的单级，但是相同的原理能够应用于多级升压转换器。一方面，图7示出使用电容器的升压器，该电容器提供单级升压，大约为电源电压的Vsupply两倍。能够通过添加例如图17中的实施例所示的进一步整流器和电容器而延伸本方法，从而提供进一步升压级。在图17中，电压波形Vl和V2可与图7所示的相同(即类似于波形707和717)。图17中标记为17XX的组件通常对应于图7中标记为7XX的其对应组件。另外，在图17中提供第二升压(或降压)DC信号1795。使用图7的相同原理，已向电路添加另外的输出电容器1772'，并且通过二极管1732' ,1733' ,1743' ,1744'、 1752' ,1753' ,1762'以及1763'，以通过图7中所示类似的二极管/电容器构造充电其他电容器(1732、1742、1752和76 的方式，周期性地充电电容器1732' ,1742' ,1752'和 1762'。不需要进一步功率放大器级，虽然可任选使用，并且装置的输入和输出波动仍非常低。穿过跨导放大器输出端的电压保持为方波，其与图7相同，所以能够以非常高的效率运行图17的整个放大器。用于图7和图17所示的正升压的技术也能够用于产生逆变电源，其通过改变整流器的极性，并且将充电整流器参考地而非正电压实现。通过双升压电源方法能够将两级升压组合为一组电源升压器相同的方式，能够通过正合逆变升压器实现相同的目的。图18示出这样的示意图，其示出具有正合逆变升压器电路组合的电源。此处，电路的上半部分，即同相功率部分1802大致与图17的电路等效，而已添加逆变电源部分1803。因而，在图18 中，以18XX标记的组件通常对应于图7中以7XX标记的其对应部分。在逆变电源部分1803 中，通过二极管1837、1838、1847、1848、1857、1858、1867以及1868，通过类似于充电电容器 1832、1842、1852和1862的方式，周期性充电另外的充电电容器1836、1846、1856和1866， 但是使用相反的电极，而使用相同的输入波形，所以结果为穿过输出电容器1876的负电源输出电压1896。通过该方式，电源可在相同的装置中提供正输出电压1885和负输出电压 1896。图6示出图解信号发生器600的一个例子的简化方框图，其可与在此公开的各种实施例一起使用，从而产生具有交互异相/同相升余弦波的波形。如图6所示，信号发生器 600可包含第一正弦曲线波形发生器602，其具有正弦波形式的输出603，该正弦波在士Vs 具有峰值。将正弦波信号603作为输入耦合至加和器610。加和器610的其他输入为DC输入信号608，其处于固定水平的士Vs。结果信号607为正弦波信号603的DC偏移版本，其具有地和士Vs之间的峰值。将DC偏移正弦波信号607分为两个路径，其中一个路径具有模拟转换器604，其输出DC偏移正弦波信号607的相变版本，而峰值处于地和-Vs之间。视需要，为了增益调整，可任选地向一对放大器605、606提供DC偏移正弦波信号607和转换 DC偏移正弦波信号609，而两个放大器605、606的增益相同。来自于放大器605、606的输出612、613为DC偏移正弦波，类似于输入信号607、609，其关于彼此相移。开关620在输出612、613之间交替，每次来自下部放大器606的正弦波到达其顶点时就在两个输出端之间转换，该时间与来自上部放大器605的正弦波达到其低点的时间相同。该结果为这样的输出信号621，其在每个周期中，在“同相”升余弦波和“异相”升余弦波之间交替，如图6中的输出V1所示，在同相和异相升余弦波之间存在平滑变换。可使用类似的技术从而产生输出信号621的90度相移版本。信号发生器600可包含第二正弦曲线波形发生器622，其具有包括士Vs处的峰值的正弦波形式的输出623。信号623为信号603的逆变版本；因而，也可仅通过逆变信号603而产生信号623。将正弦波信号623作为输入耦合至加和器630。加和器630的其他输入为DC输入信号608，其处于固定水平的-Vs。结果信号627为正弦波信号623的DC偏移版本，其具有地和-Vs之间的峰值。将DC偏移正弦波信号627分为两个路径，其中一个路径具有模拟转换器624，其输出 DC偏移正弦波信号627的相变版本，而峰值处于地和+Vs之间。视需要，为了增益调整，可任选地向一对放大器625、6沈提供DC偏移正弦波信号627和转换DC偏移正弦波信号629， 而两个放大器625、626的增益相同。来自于放大器625、626的输出632、633为DC偏移正弦波，类似于输入信号627、629，其关于彼此相移。开关640在输出632、633之间交替，每次来自下部放大器626的正弦波到达其顶点时就在两个输出端之间转换，该时间与来自上部放大器625的正弦波达到其低点的时间相同。该结果为这样的输出信号641，其在每个周期中，在“同相”升余弦波和“异相”升余弦波之间交替，如图6中的输出V2所示，在同相和异相升余弦波之间存在平滑变换。在此公开的变压器基电源实施例中，可作为输入信号Vini和Vin2 —起使用输出621 和 641。在特殊应用中，来自信号发生器600的输出信号可穿过小电容器或高频过滤器， 从而清除可在信号发生器600中不经意产生的任何参与DC组件。另外，依照本领域广文人知的技术，可添加各种偏流调整和其他实施细节。可替换使用其他技术，从而产生周期交互波形。例如，能够使用数字合成，从而产生上述类似波形。依照图9所示的一种实施，波形发生器900在查找表905(例如，只读存储器(ROM)或其他非易失性存储器)中以数字形式存储波形数据，并且在微控制器、微序列器、有限状态机或其他控制器的控制下以适当的顺序将其读取。可向一对数字-模拟转换器(DAC)910、911提供数字信号，向每个转换器提供一种波形。换句话说，第一 DAC 910输出第一转换波形914，并且第二 DAC 911输出第二转换波形915，如上所述，其与第一波形相同但是偏移90度。为了平滑而向滤波器9220、921提供转换波形914、915。在此公开的变压器基电源实施例中，可作为输入信号Vini和Vin2 —起使用输出930和931。在其他实施例中，可使用类似于花鼓式发电机原理的转子化机械发电机，从而产生具有上述如图2所示的交互异相和同相升余弦波特征的波形。该波形发生器可特别适合在此公开的发明电源设计的较大瓦特数应用。花鼓式发电机通常通过轴上的永磁体的转动运行，而磁体被布置在线圈内。已观察到花鼓式发电机的输出位这样的波形，其具有交互异相和同相升余弦波。例如可通过以下方法产生互补波形，即增加关于第一磁体垂直定向的第二永磁体，后者与第一磁体同轴，但是第二线圈与第一线圈分离。优选，两个永磁体具有相同的尺寸以及物理特征，两个线圈也是如此，其可沿轴的长度彼此横向偏移。可通过任何适当的方法实现轴的转动，包括机动化技术、风力或其他方法。更通常地，能够使用旋转AC 发电机产生适当的波形，该发电机具有关于一个或更多磁场旋转运动的线圈。在使用电源从而将相对高的DC电压转化为较低DC电压的情况下，一方面，相对高电压DC源产生的高频AC波形被通过例如在此描述的各种实施例中图解的一个或更多小变压器而变压为较低电压。电源的设计可使以下情况成为可能，即在整流变压信号后，不需要大储能电容器从而平滑从变压器输出的电压。功率转换器的输入和输出都能理论上在所有电平上无波动，所以不需要滤波目的的额外磁组件。例如与传统开关电源相比，消除输出储能要求和全滤波可降低尺寸和成本。如上所述，实际上，可需要一些小输出电容，从而降低来自变压器级或其他方面的任何残余波动。可由放大器级中固有的感应系数引起该轻微波动。期望大约300-600nF的电容将适合于以25千赫周期波形运行的50瓦电源。该尺寸的电容比传统开关电源所需的电容小很多。可用于降低输出端的任何残余波动的另外的技术为使用低压差(LDO)线性调节器。LDO线性调节器可通常包括与输出信号串联布置的功率FET。微分放大器以这样的方式控制功率FET，以便保持LDO线性调节器输入和输出之间的小DC电压差。将电压差保持在这样的值，其比整理电路输出端的峰间波动电压更高。配置LDO线性调节器，从而通过滤波器拒绝波动电压，并且防止其出现在其输出端。由于通常期望残余波动电压在此处描述和图解的实施例中相当小，所以线性调节器为降低或消除残余波动的一个选择，因而减少或消除对小平滑电容器的需要，可另外需要该电容器处于输出端，而不明显影响效率。可使用两个变压器建立在此公开的一些电源实施例。可将这些变压器的外形制作的小，因而不明显影响电源电子装置的整体尺寸。例如，对于音频系统的200瓦电源，可使用一对环形变压器，其每个的尺寸为1"。结果是，该电源比类似瓦数的传统开关电源更紧凑。在此描述的电源不限于几百瓦的功率范围，而是也可用于千瓦或更大的的DC-DC 转换应用中。与传统的开关电源相比，在此公开的电源实施例可具有明显降低的EMI。当电压波形看来如图2中时，即为周期异相/同相升余弦波时，相应的电流波形为方波，从EMI的观点看，较不期望该波形。图5的实施例通过以下方法解决了这些问题，即在将异相/同相升余弦波传送至变压器级之前将其转化为电流波形。该实施例中的相对平滑电流波形减轻了 EMI危害。虽然相应的电压波形变为方波，但是与电流方波将产生的电磁放射相比，将更易于屏蔽和处理电压方波产生的静电放射。虽然由于优选输入和输出电压和电流波形的低波动性质，所描述的DC-DC转换方法产生的EMI能够非常低，但是可能通过调整关于时间的互补波形频率而降低有效EMI放射。该类型的调整将引起残余干涉的光谱分量分布于更宽的光谱带宽中，因而降低任何给定频率中的平均干涉幅值。调整波形能够在性质上位周期或随机的(包括伪随机)。在图 10中示出一组频率调整互补波形1030、1031的例子。该特殊例子基于宽带线性调频，而图 10中仅为了图解的目的而夸张了波形1030、1031的波长随时间的偏移。可结合在此描述的各种电源实施例使用多种不同的变压器设计和技术。可依照期望的应用而选择特殊的变压器设计。例如，变压器可使用双线绕组，其中初级和次级线圈在被缠绕磁芯之前，被盘绕在一起，这可具有降低漏电感的效果。可替换地，可使用同轴绕组， 其中将初级和和次级线圈同轴组合，这也可明显降低漏电感。在变压器形状和构造方面，为了实现特殊的小外形以及潜在更简单的制造，变压器可为环形或可为平面(具有螺旋绕组)。另一种选择是使用通过一组中空立方形磁芯的绕组，如Herbert的美国专利4，665，357中大致所述，将其包含在此以供参考。另一可能性是在具有加工成方形边缘的环形磁芯侧壁中的挖空凹槽中植入一个变压器初级/次级绕组(双绞线或同轴绞线)，如Meretsky等人的美国专利4，210，859中大致所述，将其包含在此以供参考。在该例子中，类似于传统环形变压器，将另一变压器初级/次级绕组重复环绕磁芯，但是该初级/次级绕组为双绞线或同轴绞线。这样提供垂直而不相互影响的磁场，并且提供更高的能量密度。该设计允许两个独立变压器共用同一磁芯。当然，也可利用其它变压器设计。可与不同类型的功率输入一起使用在此描述的电源设计和技术，包括本地电池电源，或线电源，再被转换为DC输出电平前，首先将其转换为输入DC电平。使用AC线电源时， 首先整流线AC电压，从而产生高压DC。虽然可然后以相对高频率执行DC-DC转换过程，但是与开关模式功率转换器不同，该过程使用的AC波形具有非常低无线电频率水平的组件，所以电磁干涉不是问题。以这样的方式使用平滑并且具有低EMI的AC波形，以便电源仍保持非常高的效率，通常与传统的开关模式电源相同，或比其效率更高。依照在此公开的某些实施例，再次将高压DC产生的高频AC波形通过一个或更多变压器转换为较低电压。然而，特殊设计潜在地避免了整流后对于平滑输出电压的储能电容器的需要。能够在所有的输出水平，理论上排除转换器输入和输出的波动，所以不需要滤波用的额外磁组件。与开关电源相比，输出储能需求和全滤波的消除通常降低尺寸和成本。消除输出储能电容器进一步带来好处。依照在此公开的实施例的电源能够快速响应控制信号，所以能够将其作为有效、高质量、低噪音、以及低EMI音频功率放大器的快速跟踪电源使用。在已可通过电池或外部电源获得DC电源时，就可省略输入滤波和储能，并且由于消除了输出储能电容器，就能够将电源做的外形非常小。该方法引起有效供电，因为没有关联EMI损耗的损失，或损失最小，并且没有需解决的功率装置动态开关瞬时，所以实际上效率能够超过90%。与开关模式电源相比，驱动变压器的模式、消除开关制品以及控制架构的简化可有效地简化设计过程，并且缩短投放市场的时间。可在多种应用中发现在此描述和图解的发明电源设计的用途，包括音频装置、便携式电子设备(例如，膝上型计算机、蜂窝电话或无线装置等等)、军用、航空电子设备、医用设备、太阳能转换、功率分配等等。在各种实施例中，依照在此描述的实施例构建的电源可找到特殊用途，例如，汽车工业中，作为用于音频放大器的车载电源。在此公开的实施例可引起更小、更轻和/或更薄的电源，其能够较廉价、高效，并且具有更少主要组件，同时从EMI的观点看相对良好。由于能够更易于设计和生产电源，所以能够将其更快地投放市场，因而引起更快的产品设计周期。此外，低放射还降低了证明的时间和成本。简单的设计过程、低组件成本和低证明成本引起比现有电源方法可观的成本节约。同样地，小外形、低成本和重量以及非常低的放射允许在车内位置中使用发明电源，而这目前通过开关模式电源设计还非常难以实现。对于便携式电池运行产品，小外形能力提供目前难以实现的波形因数。为了更普通化的重载功率分配应用，不需要使用大能量存储组件而产生无波动输出的能力比现有方法具有明显优势。在不同实施例中，提供低成本、轻重量、有效、绝缘、快速响应的DC输出功率转换器，其具有舒畅低的输入和输出波动，以及非常低的EMI放射。功率转换器通常要求非常小的输出存储能力，并且也能够以非常小的外形构造实施。设计过程也比传统开关模式转换器更简单，所以引起更快的设计过程。虽然可对于音频放大器有有益用途，但是概念中的通用原理允许其被应用于许多功率转换应用中。在此描述的某些实施例通过组合具有特定特征的两种整流信号而产生DC输出信号。然而，可将相同的原理延伸至这样的构造，其具有三种或更多整流和另外组合的信号， 假设选择适当的波形。虽然已在此描述了优选实施例，但是在本发明的概念和范围内，可能有许多变体。 在阅读说明和附图后，本领域普通技术人员将明白该变体。因此除了任何附加权利要求内的精神和范围之外，不限制本发明。
权利要求
1.一种电源，其包含波形发生器，其输出第一波形和第二波形；第一整流桥，其被耦合至所述第一波形，所述第一整流桥输出第一整流信号；第二整流桥，其被耦合至所述第二波形，所述第二整流桥输出第二整流信号；以及DC输出信号，其通过连续加和所述第一整流信号和所述第二整流信号形成。
2.根据权利要求1所述的电源，其进一步包含电平转换电路，其被插入所述波形发生器和所述第一及第二整流桥之间，所述电平转换信号输出所述第一和第二波形的电平位移版本。
3.根据权利要求2所述的电源，其中所述电平转换电路包含第一变压器和第二变压器，所述第一变压器输出对应于所述第一波形的所述电平位移版本的所述第一输出，所述第二变压器输出对应于所述第二波形的所述电平位移版本的所述第二输出。
4.根据权利要求3所述的电源，其中所述第一整流桥包含第一全波整流器，其中，所述第二整流桥包含第二全波整流器。
5.根据权利要求2所述的电源，其中所述电平转换电路包含第一对开关电容器电路和第二对开关电容器电路，所述第一对开关电容器电路输出对应于所述第一波形的所述电平位移版本的所述第一输出，所述第二对开关电容器电路输出对应于所述第二波形的所述电平位移版本的所述第二输出。
6.根据权利要求5所述的电源，其中，所述第一整流桥包含分别被连接在所述第一对开关电容器电路和所述DC输出信号之间的第一对整流器，并且其中，所述第二整流桥包含分别被连接在所述第二对开关电容器电路和所述DC输出信号之间的第二对整流器，其中每个所述第一对和第二对二极管的负极都被连接至所述DC输出信号。
7.根据权利要求1所述的电源，其中，所述第一和第二波形每个都包含交替周期次序的同相和异相波，所述第一和第二波形相同，但是彼此偏移90度。
8.根据权利要求6所述的电源，其中，所述第一和第二波形每个都包含交替周期次序的同相和异相升余弦波。
9.根据权利要求1所述的电源，其中，选择所述第一和第二波形，以便在被整流和加和后，其加和产生用于所述DC输出信号的不变电压电平，而无明显波动。
10.根据权利要求9所述的电源，其中，不需要储能电容器产生用于所述DC输出信号的不变电压电平。
11.根据权利要求1所述的电源，其中所述第一整流信号和所述第二整流信号分别包含余弦波形和正弦波形。
12.根据权利要求1所述的电源，其中所述波形发生器包含旋转AC发电机，其具有关于一个或更多磁场相对旋转转动的线圈。
13.一种电源，其包含波形发生器，其输出第一波形和第二波形；第一变压器，其接收所述第一波形作为输入；第二变压器，其接收所述第二波形作为输入；第一整流桥，其被耦合至所述第一变压器的输出端，所述第一整流桥输出第一整流信号；第二整流桥，其被耦合至所述第二变压器的输出端，所述第一整流桥输出第二整流信号；以及DC输出信号，其通过连续加和所述第一整流信号和所述第二整流信号形成。
14.根据权利要求13所述的电源，其中，所述第一和第二波形每个都包含交替周期次序的同相和异相升余弦波，所述第一和第二波形相同，但是彼此偏移90度。
15.根据权利要求14所述的电源，其中所述第一整流信号和所述第二整流信号分别包含余弦波形和正弦波形。
16.根据权利要求13所述的电源，其进一步包含来自所述DC输出信号的回馈信号，将其提供至所述波形发生器。
17.根据权利要求13所述的电源，其中所述波形发生器包含信号发生器，其具有被耦合至电压控制放大器的输出信号。
18.根据权利要求13所述的电源，其进一步包含第一放大器和第二放大器，其中所述第一放大器用于放大位于所述第一变压器前的所述第一周期波形，所述第二放大器用于放大位于所述第二变压器前的所述第二周期波形。
19.根据权利要求18所述的电源，其中，所述第一放大器和第二放大器为跨导放大器。
20.根据权利要求13所述的电源，其中，所述第一变压器和第二变压器共用共同的磁-I-H心。
21.根据权利要求13所述的电源，其中所述第一整流桥为全波整流器，其包含第一组四个二极管，并且其中，所述第二整流桥为全波整流器，其包含第二组四个二极管。
22.—种功率转换方法，其包含 产生第一交互波形和第二交互波形；整流第一和第二交互波形，从而分别产生第一整流信号和第二整流信号；以及通过连续加和所述第一整流信号和所述第二整流信号，形成DC输出信号。
23.根据权利要求22所述的方法，其进一步包含这样的步骤，即在整流所述第一和第二交互波形之前，将其转化为升压或降压电平。
24.根据权利要求23所述的方法，其中将所述第一和第二交互波形转换为升压或降压电平的步骤包含在所述第一变压器接收所述第一交互波形，并且从中输出第一电平位移交互波形；以及在所述第二变压器接收所述第二交互波形，并且从中输出第二电平位移交互波形。
25.根据权利要求M所述的方法，其中，整流所述电平转换第一和第二交互波形从而分别产生所述第一整流信号和所述第二整流信号的步骤包含向所述第一全波整流器施加所述第一电平转换交互波形，从而产生所述第一整流信号；以及向所述第二全波整流器施加所述第二电平转换交互波形，从而产生所述第二整流信号。
26.根据权利要求23所述的方法，其中将所述第一和第二交互波形转换为所述升压或降压电平的所述步骤包含向输出第一电平转换交互波形的第一对开关电容器电路施加所述第一交互波形；以及向输出第二电平转换交互波形的第二对开关电容器电路施加所述第二交互波形。
27.根据权利要求沈所述的方法，其进一步包含在所述第一对开关电容器电路和所述 DC输出信号之间耦合第一对整流器，从而执行所述第一电平转换交互波形的整流，以及在所述第二对开关电容器电路和所述DC输出信号之间耦合第二对整流器，从而执行所述第二电平转换交互波形的整流。
28.根据权利要求22所述的方法，其中，所述第一和第二交互波形每个都包含交互周期顺序的同相和异相波，所述第一和第二交互波形相同，但是彼此偏移90度。
29.根据权利要求观所述的方法，其中，所述第一和第二交互波形每个都包含交互周期顺序的同相和异相升余弦波。
30.根据权利要求四所述的方法，其中，所述第一整流信号和所述第二整流信号分别包含余弦波形和正弦波形。
31.根据权利要求22所述的方法，其中，选择所述第一和第二交互波形，以便在将其整流和加和后，其加和产生用于所述DC输出信号的不变电压电平，而无明显波动。
32.根据权利要求31所述的方法，其中，不需要储能电容器产生用于所述DC输出信号的不变电压水平。
33.根据权利要求22所述的方法，其中，使用转动AC发电机产生所述第一交互波形和所述第二交互波形，所述发电机具有关于一个或更多磁场相对转动运动的线圈。
全文摘要
一种电源，其包括经成形或选择的两种或更多种输入波形，以便将其单独电平位移和整流后，其加和获得的DC输出波形基本无波动。该电源包含波形发生器，用于升压或降压转换的电平转换级、整流级以及合成器。波形发生器可产生互补波形，优选其相同但是彼此相位偏移，以便将互补波形电平转换、整流和加和后，其和将恒定，因而DC输出波形的产生不需要平滑或仅需的最小平滑。可使用变压器或开关电容电路执行电平转换。可使用从而DC输出波形的回馈调整输入波形的特征。
文档编号H02M1/14GK102549898SQ201080043363
公开日2012年7月4日 申请日期2010年7月28日 优先权日2009年7月28日
发明者L·R·芬奇阿姆, O·约翰斯 申请人:Thx有限公司