专利名称：控制一调整器的方法
技术领域：
本发明揭示有关于调整器，特别是有关于切换式调整器的一种动态控制的方法。
背景技术：
切换式调整器或是直流对直流(DC-DC)电压转换器(亦即，DC-DC转换器)通常包含了在回授路径中的脉波频率调变(Pulse Frequency Modulation, PFM)组件，此回授路径具有预设的参考电压以及比较器。例如，在一个通常的作法中，回授路径包含两个比较器，用以接收两个参考电压作为输入，其增加了设计上的复杂度，但却没有提供最高的功率效能(例如η)。功率效能η定义为输出功率(例如Ρο)相对输入功率(例如Pi)的比值，其中输入功率Pi等于输出功率Po加上消耗功率(例如Pd)。数学式表示为n = Po/ (Po+Pd)再者，在这个作法中的比较器以及参考电压皆针对于每个特定应用而定制。在另一个作法中，当输出电压Vo低于参考电压Vref(例如临界电压)时，代表当输出驱动器为开启的时间的脉波具有预设的宽度。所以，脉波宽度为固定。在另一个作法中，当输出驱动器为关闭时，两个参考电压皆用来判定闲置时间周期。此闲置时间周期接着用来调整参考电压。然而，在供应端以及负载端的电流的瞬间瞬时的反应时间为缓慢的，并且无法进行动态调整。在另一个作法中，切换式调整器的输出电压并非有效率地被使用，例如，此输出电压为低于或是高于使用调整器的装置(例如处理器)的需求电压。
发明内容
本发明的目的在于提供一种控制调整器的方法，以解决已知调整器的功率效能不佳的问题。本发明的一方面是在提供一种控制调整器的方法，此调整器具有输入电压以及输出电压，上述方法包含步骤如下设定参考电压至第一电压位准；开启第一驱动器；判定持续期间比值，此持续期间比值为第一时间周期相对该第一时间周期以及第二时间周期的比值，第一时间周期以及第二时间周期分别表示当第一驱动器以及第二驱动器为开启时的持续期间；依据持续期间比值以及涟波电压(ripple voltage)，产生第二电压位准，上述涟波电压为介于高临界电压与低临界电压之间的差值；依据介于第二电压位准与输出电压的电压位准之间的关系，关闭第一驱动器以及开启第二驱动器；当流过该输出电压的节点的电流到达预设位准时，关闭第二驱动器；以及依据持续期间比值以及介于输出电压的峰值与高临界电压之间的电压差值，产生第一时间周期的变化量。依据本发明一实施例的方法，其中第一电压位准大约为低临界电压。依据本发明一实施例的方法，还包含使用持续时间比值以及介于输出电压的峰值与高临界电压之间的电压差值，以自动改变第一时间周期。依据本发明一实施例的方法，其中持续期间比值大约为输出电压相对输入电压的电压比值。依据本发明一实施例的方法，其中第一时间周期的变化量是根据方程式计算而得ATl = D* Δ Vo其中ΔΤ1为第一时间周期的变化量，D为持续期间比值，而且AVo为介于输出电压的峰值与高临界电压之间的电压差值。依据本发明一实施例的方法，还包含使用控制器提供参考电压给比较器的第一输入端，并回授输出电压给比较器的第二输入端。依据本发明一实施例的方法，其中输出电压于第一时间周期以及第二时间周期期间增加，于第三时间周期期间减少。电流于第一时间周期期间增加，于第二时间周期期间减少，并于第三时间周期期间为零。于第三时间周期期间，第一驱动器以及第二驱动器两者均为关闭。本发明的另一方面是在提供一种控制调整器的方法，此调整器具有输入电压以及输出电压，上述方法包含步骤如下。确定涟波电压为介于第一涟波电压与第二涟波电压之间的差值。如果输出电压的峰值电压高于第一涟波电压，于是将峰值电压朝第一涟波电压向下拉。如果输出电压的峰值电压低于第一涟波电压，于是将峰值电压朝第一涟波电压向上拉。其中将峰值电压朝第一涟波电压向下拉或是将峰值电压朝第一涟波电压向上拉，是依据第一驱动器开启时的第一时间周期相对第一时间周期以及第二驱动器开启时的第二时间周期的比值。依据本发明一实施例的方法，还包含于第一时间周期开启第一驱动器，然后于第二时间周期关闭第一驱动器以及开启第二驱动器，于第二时间周期开启第二驱动器之后，于第三时间周期关闭第一驱动器以及第二驱动器两者。依据本发明一实施例的方法，其中将峰值电压朝第一涟波电压向下拉或者将峰值电压朝第一涟波电压向上拉，还依据第一时间周期的调整。 本发明的又一方面是在提供一种控制调整器的方法，此调整器具有输入电压以及输出电压，上述方法包含步骤如下。于第一时间周期开启第一驱动器。于第二时间周期关闭第一驱动器以及开启第二驱动器。于第三时间周期关闭第二驱动器，第一驱动器以及第二驱动器于第三时间周期期间因而均为关闭。依据第一时间周期相对第一时间周期以及第二时间周期的比值，以及介于输出电压的峰值与第一电压之间的电压差值，调整第一时间周期。依据本发明一实施例的方法，其中开启第一驱动器发生在当输出电压到达第二电压时以及介于第一电压与第二电压之间预设的差值时。
本发明以一个或多个详尽的实施例，伴随附图以及说明如下，其它特征以及优点将以更明显易懂的叙述、附图以及主张的说明如下图1为依据一些实施例的电路示意图；图2为依据一些实施例说明有关于如图1中的高侧驱动器(HDrv)以及低侧驱动器(LDrv)的输出电压以及电感电流特性的波形示意图3为依据一些实施例说明操作于图1电路中的一种方法的流程示意图；在不同图标之中相似的参考符号代表相似的组件。主要组件符号说明305，310，315，320，322，325，330，335，340，345，350 步骤
具体实施例方式以下将实施例或是范例使用特定的语言图标叙述揭露之，然其可理解所揭露的实施例以及范例并不以此为限，如熟悉此技术的人员在了解本发明的实施例后，当可由本发明所教示的技术，加以改变及修饰，其并不脱离本发明的精神与范围，参考编号可遍及于实施例中重复出现，但其不要求一实施例的特征适用于另一实施例中，即使这些实施例共享相同的参考编号。一些实施例可具有一个或是结合了下列的特征以及(或是)优点。在一些实施例中，于轻电流负载中，用于转换直流对直流电压的脉波宽度或是脉波的工作周期的动态调整，能够有效的优化功率效率。在一些实施例中，切换式调整器的输出电压与输入电压、输出电压、负载状况以及(或是)调整器所驱动的组件无关，而被适当的控制。在一些实施例中，一个数字式的方法是用来计算脉波的宽度，相较于其它方法可导致较高的功率效能。 在一些实施例中，提供输入电压给切换式调整器(例如使用于移动式计算机、移动电话等等)的电池的寿命得以被延长。在一些实施例中，切换式调整器的输出电压是依据动态电压频率缩放(Dynamic Voltage Frequency Sclaing，DVFS)而作调整，因此得以节省功率。图1绘示依据一些实施例中，切换式调整器100的方块示意图。如图1所示，切换式调整器100动态地调整输出电压No，使得输出电压Vo的峰值(例如电压Vop)大约为预设的临界电压(例如下方图2所示的电压+ripple)。在一些实施例中，切换式调整器 100操作于脉波频率调变模式。数字至模拟转换器(DAC) 110接收来自于控制器130的数字信号DVref，其为参考电压Vref的数字信号，并且数字至模拟转换器110将此数字信号DVref转换成模拟的参考电压Vref。参考电压Vref可通过数字式控制器130的操作而为可程序化(例如可调整)。比较器120比较输出电压Vo与参考电压Vref，并且提供信号Ocmp予控制器130 使用。在一些实施例中，信号Ocmp为数字式，亦即具有低逻辑位准(例如低位准)或是高逻辑位准(例如高位准)。当输出电压Vo高于参考电压Vref时，信号Ocmp位于高位准， 当输出电压Vo低于参考电压Vref时，信号Ocmp位于低位准。在一些实施例中，参考电压 Vref—开始是由一估计的工作周期计算而得。比较器120将这个估算(计算)出来的参考电压Vref与输出电压Vo作比较，并且产生相对应的信号Ocmp予控制器130使用之。一旦参考电压Vref调整至新的数值，比较器120将这个新的参考电压Vref与输出电压Vo作比较，用来判定例如是否关闭驱动器HDrv 150。参考电压Vref依据信号Ocmp以及驱动器 HDrv 150开启的时间，而动态地改变。在一些实施例中，输出电压Vo的峰值(例如电压100 切换式调整器120:比较器
110 数字至模拟转换器 130 控制器 150 高侧驱动器 300 流程图140:前置驱动器160 低侧驱动器Vop)保持大约为临界电压(例如图2所示的电压+ripple)，直到切换式调整器100为关闭以及(或是)切换到不同模式。动态数字式控制器130接收信号Ocmp作为输入，而且提供数字信号DVref以及信号Octrl。数字信号DVref相对应于比较器120所使用的一个新调整的模拟的参考电压Vref。在一些实施例中，控制器130依据代表驱动器HDrv 150开启的时间周期(例如图2所示的时间周期Tl)的脉波宽度的工作周期，以判定参考电压Vref的变化量(例如Δ Vref)。在一些实施例中，控制器130控制输出峰值电压Vop，使其大约为临界电压+ripple。例如，如果输出峰值电压Vop下降至低于临界电压+ripple，则控制器130将输出电压Vo向上拉，输出峰值电压Vop因此被驱使向上朝着临界电压+ripple，但是如果输出电压Vo上升至高于临界电压+ripple，则控制器130将输出电压Vo向下拉，输出峰值电压Vop因此被驱使向下朝着临界电压+ripple。在一些实施例中，控制器130在数字领域执行其功能(例如计算上冲突波与下冲突波、时间周期的变化量ΔΤ1等等)，因而适当的接收来自比较器120的数字信息(例如信号Ocmp)。在一些实施例中，因为控制器130控制了驱动器HDrv 150以及驱动器LDrv 160何时为开启或是关闭，所以控制器130具有关于驱动器HDrv 150以及(或是)驱动器LDrv 160是否为开启的信息。控制器130也包含了监控电流Il以及输出电压Vo的电路。例如，依据监控的结果，控制器130判定电流Il何时到达默认值(例如零安培)，借此关闭驱动器LDrv 160。控制器130亦判定输出电压Vo何时下降至低于临界电压-ripple，例如，藉此开启驱动器HDrvl50。在一些实施例中，控制器130为使用Verilog或是超高速集成电路描述语言(VHDL)所实现，其为一种文字硬件描述语言并可运用标准的逻辑单元来实现之。在另一些实施例中，控制器130的实现如同使用数字处理器的状态机以及在组件可程序逻辑门阵列(FPGA)中的逻辑门等等。本发明的揭露并未限定任何实现控制器130的方法。前置驱动器140依据信号Octrl来控制驱动器HDrv 150以及驱动器LDrvl60，包含了开启或是关闭上述驱动器，或是使其进入三态区模式。电压Vi为通过调整器100转换成输出电压Vo的输入电压。在一些实施例中，输入电压Vi来自于电池，并且以输出电压Vo作为供应电压提供给处理器、个人计算机以及移动电话等等。在一些实施例中，因为输出峰值电压Vop停留在大约为临界电压+ripple的小范围内，所以将输入电压Vi转换成输出电压Vo为有效率的，例如，能量并没有被不必要地消耗。再者，输出峰值电压Vop停留在大约为临界电压+ripple，而与负载无关(例如，负载电流Ild的数值)。在一些实施例中，依据使用调整器100的装置(例如处理器)的需求来调整输出电压Vo。例如，当处理器需要执行在低功率模式时(例如0.9伏特)，输出电压Vo即调整至0. 9伏特，当处理器需要执行在较高功率模式时(例如1. 1伏特)，输出电压Vo也会进行调整。在一些实施例中，调整输出电压Vo是使用动态电压频率缩放来完成，动态电压频率缩放为一种功率调节技术，其中组件的电压以及(或是)频率是依据环境状况而增加或减少。在一些实施例中，调整输出电压Vo是通过调整(例如程序化)参考电压Vref来完成。电感L以及电容C用来储存调整器100的能量。电流Il为流过电感L的电流，其变化量取决于方程式Vl-Vo = L*dll/dt
其中，电压Vl为节点m的电压，dll/dt为在时间变化量dt中，电感L之中的电流Il变化量。在一些实施例中，高侧的驱动器(HDrv) 150以及低侧的驱动器(例如LDrv) 160 皆分别地被开启。例如，当一个驱动器为开启时，其余另一个驱动器为关闭，但是这两个驱动器并非于同一时间开启。依据驱动器HDrv 150以及驱动器LDrv 160的开启与关闭，节点m在介于输入电压Vi与接地之间切换。电流Ild代表负载电流，例如，流入由调整器100所使用(驱动)的装置以及电子电路的电流，上述的装置以及电子电路包含了例如数字处理器、内嵌式处理器、内存以及射频电路等等。负载电流Ild是依据调整器100的应用以及(或是)驱动(例如使用)的装置而变化。在一些实施例中，调整器100被使用于轻负载状况时，例如，负载电流Ild约在100毫安以内。图2是绘示有关于驱动器HDrv 150以及驱动器LDrv 160操作状态的输出电压Vo 以及电流Il的波形示意图。虽然输出电压Vo包含了直流成分以及交流成分，为了方便说明，仅绘示输出电压Vo的交流成分。信号SHdrv以及信号SLdrv表示驱动器HDrv 150以及驱动器LDrv 160是否开启或是关闭。例如，如果信号SHdrv位于高逻辑位准(例如高位准)，则驱动器HDrv 150为开启，但是如果信号SHdrv位于低逻辑位准(例如低位准)，则驱动器HDrv 150为关闭。 同样地，如果信号SLdrv位于高逻辑位准，则驱动器LDrv 160为开启，但是如果信号SLdrv 位于低逻辑位准，则驱动器LDrv 160为关闭。在图2中，输出电压Vo、电流II、信号SHdrv(因而驱动HDrv 150)以及信号 SLdrv(因而驱动LDrv 160)皆透过T1、T2以及T3等三个时间周期的循环来表示。于周期 Tl期间，信号SHdrv位于高位准，表示驱动器HDrv 150为开启，并且信号SLdrv位于低位准，表示驱动器LDrv 160为关闭，电流Il由输入电压Vi的节点流过驱动器HDrv 150、电感 L以及电容C。所以，电荷皆注入电容C，并且电流Il以及输出电压Vo两者皆为增加。于周期Τ2期间，信号SHdrv位于低位准，表示驱动器HDrv 150为关闭，同时信号 SLdrv位于高位准，表示驱动器LDrv 160为开启，电流Il由接地流过驱动器LDrv 160到输出电压Vo的节点。所以，电流Il为减少。一旦电流Il到达零安培时，控制器130则会关闭驱动器LDrv 160。当信号SHdrv或是SLdrv分别位于高位准时所表示的时间周期Tl或 Τ2的脉波，其因为在这个期间电荷被加入电容C之中，所以也称之为充电脉波。于周期Τ3期间，信号SHdrv以及信号SLdrv两者皆位于低位准，表示驱动器HDrv 150以及驱动器LDrv 160两者皆为关闭，因而电流Il为零。输出电压Vo的节点的电流流过电容C并且对输出电压Vo放电。所以，输出电压Vo为减少。在一些实施例中，控制器130监控输出电压Vo，当控制器130侦测到输出电压Vo到达低的临界电压时(例如电压-ripple)，控制器130将再次开启驱动器HDrv 150。信号SHdrv因而再次位于高位准， 于是开始了由时间周期Tl、T2到T3的一个新的循环。亦即，于另一个周期Tl中，驱动器 HDrv 150为开启，同时驱动器LDrv 160为关闭，于另一个时间周期T2中，驱动器HDrv 150 为关闭，同时驱动器LDrv 160为开启，以及于另一个时间周期T3中，驱动器HDrv 150与驱动器LDrv 160两者皆为关闭。周期T3的持续期间依据电容C以及负载(例如负载电流 Ild)的大小而定。例如，如果负载电流Ild大，因为负载电流Ild能够快速地移除电容C上的电荷，所以周期T3就会小。相反的，如果负载电流Ild小，则周期T3就会大。在一些实施例中，介于临界电压+ripple与临界电压-ripple之间的电压差值 (例如涟波电压Vripple)为一设计的规格，例如，20毫伏特、30毫伏特、50毫伏特等等。 在一些情况下，当输出峰值电压Vop上升至高于临界电压+ripple时，此高于临界电压 +ripple的电压称之为上冲突波(overshoot)，但是当输出峰值电压Vop下降至低于临界电压+ripple时，此低于临界电压+ripple的电压称之为下冲突波(undershoot)。用一个于周期T2中所示的上冲突波来作为说明。在一些实施例中，周期Tl以及(或是)周期T2的持续期间影响到电流Il的数值、 于周期Tl以及周期T2期间所增加的输出电压Vo数值以及造成输出电压Vo的上冲突波或是下冲突波。例如，在上冲突波情况时，因为输出电压Vo在周期Tl以及周期T2两个期间皆为增加，所以一个长的周期Tl以及(或是)周期T2将导致输出电压Vo大量的增加，因此产生一个大的上冲突波。相反地，一个较短的周期Tl以及(或是)周期T2将导致输出电压Vo较小量的增加，因此产生一个较小的上冲突波。然而，在下冲突波情况时，一个较短的周期Tl以及(或是)周期T2将导致输出电压Vo较小量的增加，因此产生一个较大的下冲突波。一个较长的周期Tl以及(或是)周期T2将导致输出电压Vo较大量的增加，因此产生一个较小的下冲突波。在一些实施例中，控制器130动态地调整周期Tl的持续期间，使得输出峰值电压 Vop大约为临界电压+ripple，因而有效地调整至满足由调整器100所驱动的负载的需求电压。控制器130调整周期Tl的持续期间，以调整输出电压Vo的上冲突波或下冲突波。所以输出峰值电压Vop得以维持大约为临界电压+ripple。例如，如果输出峰值电压Vop上升至高于临界电压+ripple时，控制器130则调整周期Tl，以将输出峰值电压Vop下拉至大约为临界电压+ripple。但是如果输出峰值电压Vop下降至低于临界电压+ripple时，控制器130则调整周期Tl，以将输出峰值电压Vop上拉至大约为临界电压+ripple。因为控制器130动态地将输出峰值电压Vop朝着临界电压+ripple向上拉或是向下拉，而且持续地维持大约为临界电压+ripple，所以输出峰值电压Vop被动态地调整。控制器130控制何时开启与关闭驱动器HDrv 150。控制器130依据输出电压Vo 与参考电压Vref的比较结果，判定何时关闭驱动器HDrv 150，并且同时开启驱动器LDrv 160。控制器130也控制了何时开启与关闭驱动器LDrvl60。例如，当输出电压Vo到达临界电压-ripple时，控制器130产生相对应的信号Octrl (例如一个高位准)以开启驱动器 HDrv 150。在一些实施例中，控制器130通过方程式AVref = D^Vripple以判定参考电压Vref的变化量(例如Δ Vref)。其中比值D为当驱动器HDrv 150为开启的时间相对当驱动器HDrv 150与驱动器LDrv 160两者皆为开启的时间总和的比值(例如比值Τ1/(Τ1+Τ2))。比值D亦称为周期Tl加上周期Τ2的工作周期。在一些实施例中，比值D为四位数字式数值，涟波电压Vripple为五位数字式数值，而参考电压变化量AVref为能够储存D*Vripple运算结果的数字式数值。再者，信号 SHdrv与信号SLdrv的脉波宽度以及输出电压Vo的上冲突波与下冲突波也皆为数字式信号。在控制器130计算参考电压变化量AVref之后，控制器130于上述参考电压Vref加上或是减去此参考电压变化量Δ Vref,并且提供新的数字信号DVref，此数字信号DVref通过数字至模拟转换器110转换成比较器120所使用的模拟的参考电压Vref。在一些实施例中，参考电压Vref是依据电压变化量Avref而作调整，以符合负载的情况。因为参考电压Vref的改变，所以输出电压Vo也会随之改变。输出电压Vo状态的改变则取决于负载的情况。例如，如果负载电流Ild为大电流(例如一个大负载)时，输出电压Vo相较于较小的负载电流Ild(例如一个较小负载)为以较快的速度下降。再者， 当驱动器HDrv 150与驱动器LDrv 160两者皆为关闭时，则输出电压Vo会迅速地下降。相反地，当负载较轻时(例如小负载电流Ild)，则输出电压Vo会缓慢地下降。在一些实施例中，控制器130依据方程式ATl = D*AVo计算周期Tl的变化量(例如周期变化量Δ Tl)或是两个连续周期Tl的信号 SHdrv之间的差值。其中，Δ Vo为介于输出电压Vo与临界电压+ripple之间的电压差值。 在上冲突波情况时，电压差值Δ Vo为负值，周期变化量Δ Tl因而为负值。然而，在下冲突波情况时，电压差值Δ Vo为正值，则周期变化量Δ Tl也为正值。图3是绘示一些实施例中的一种控制方法的流程图300。在这个说明中，相对应于周期Tl的起始，调整器100以及驱动器HDrv 150为第一次被开启。在步骤305之中，参考电压Vref设定在临界电压-ripple，以设定输出电压Vo较低的界限，亦即，使得输出峰值电压Vop不会下降到临界电压-ripple之下。在步骤310之中，调整器100为开启。所以，驱动器HDrv 150为开启，信号SHdrv 因而位于高位准。因为驱动器HDrv 150为开启，所以输出峰值电压Vop开始增加。在步骤315之中，控制器130计算参考电压Vref的变化量Δ Vref，于是一个新的参考电压Vref由下列方程式所产生AVref = D^Vripple在使用脉波频率调变模式的一些实施例中，因为Vo/Vi = T1/(T1+T2)，所以工作周期D由Vo/Vi的比值估算(计算)而产生。在其它使用脉波宽度调变模式(Pulse Width Modulation, PWM)的一些实施例中，工作周期D能够在不需估算或是计算下得到。在一些实施例中，调整器100开始于脉波宽度调变模式，并且可切换至脉波频率调变模式。在步骤320中，比较器120判定介于输出电压Vo与新的参考电压Vref之间的电压关系(例如判定输出电压Vo是否低于新的参考电压Vref)，因此比较器120具有来自于控制器130的信息。在步骤322中，如果输出电压Vo低于新的参考电压Vref时，控制器 130将等候输出电压Vo到达新的参考电压Vref (例如输出电压Vo等于或略高于参考电压Vref)，并且于流程图300中转换至步骤325。但是如果在步骤320中的输出电压Vo已经高于新的参考电压Vref时，将由流程图300的步骤320转换至步骤325。在步骤325中，控制器130关闭驱动器HDrv 150以及开启驱动器LDrvl60。信号 SHdrv以及信号SLdrv因此分别转变为低位准以及高位准。因为驱动器LDrv 160为开启， 电流Il因而开始减少。在步骤330中，当电流Il到达零安培时，控制器130关闭驱动器LDrv 160。在步骤335中，控制器130将参考电压Vref取代成临界电压+ripple，使得比较器 120比较输出峰值电压Vop与临界电压+ripple以判定电压差值AVo的符号。如果输出峰值电压Vop大于临界电压+ripple时，电压差值AVo的符号于是为负，但是如果输出峰值电压Vop低于临界电压+ripple时，电压差值AVo的符号于是为正。周期变化量ΔΤ1的符号随着电压差值Δνο的符号而改变。随着状态的不同，如果输出电压Vo为上冲突波，周期变化量ΔΤ1于是为负，但是如果输出电压Vo为下冲突波，周期变化量ΔΤ1于是为正。在步骤340中，控制器130依据方程式ATl = D* Δ Vo计算周期变化量Δ Tl。在步骤345中，控制器130计算新的周期Tl，其中新的周期Tl为旧的周期Tl改变周期变化量Δ Tl而产生。在步骤350中，控制器130等候输出电压Vo到达临界电压-ripple时，然后开启驱动器HDrv 150。在一些实施例中，透过比较器120来判定输出电压Vo是否到达临界电压-ripple，然后将参考电压Vref取代为临界电压-ripple予控制器130。此时，流程图 300回到步骤310并且将持续下去，亦即开始了回路中的步骤310、315、320(或322)、325、 330、335、340、345以及350，此流程图300将持续地被执行，直到调整器100为关闭或是切换到不同的模式。在上述图3的说明中，在输出峰值电压Vop低于或高于临界电压+ripple的两种情况时，输出峰值电压Vop实际上为拉向临界电压+ripple。亦即，如果输出峰值电压Vop 低于临界电压+ripple时，输出峰值电压Vop朝着临界电压+ripple向上拉，但是如果输出峰值电压Vop高于临界电压+ripple时，则输出峰值电压Vop朝着临界电压+ripple向下拉。所以，输出峰值电压Vop持续地维持大约为临界电压+ripple的位准。再者，周期Tl的调整，使得切换于特6定范围内的调整器100(或例如其中的驱动器HDrv 150以及驱动器 LDrv 160)，比切换于脱离(例如低于)特定范围内的调整器100更具有效率，因而达到高的功率效能n。在一些实施例中，因为调整器100更有效率，所以提供输入电压Vi的电池寿命得以延长，因为具有高的功率效能n，使得较少的能量被损耗，因此电池寿命得以被延长。在一些实施例中，因为控制器130的数字式的特质，使其能够免于制程、电压以及温度 (PVT)的变化，使得数字方式实现的控制器130为可靠的。因为调整器100也能够免于电压的不稳定以及噪声等等，使得调整器100亦为强健的。因为在一些实施例中，控制器130运用Verilog来实现，其为一种文字硬件描述语言(HDL)，而且其与制程技术为独立的关系， 所以在一些实施例中，控制器130或是调整器100很容易藉由不同的制程技术(例如0. 18 微米、65纳米等等)而再重复运用。例如，调整器100或是控制器130以一种技术(例如 0. 18微米)作为初始的设计，之后再将其转换成另一种不同的技术(例如65纳米)。本发明已以数个实施例揭露如上，然其可理解在不脱离本发明的精神和范围内， 当可作各种的更动与润饰。在上述说明中，控制器130可执行不同的功能，例如，计算周期变化量Δ Tl、参考电压变化量Δ Vref、开启或是关闭驱动器HDrv 150以及驱动器LDrv 160 等等，但是所揭露的实施例并不以此为限，各种不同的电路能够执行不同的功能，例如，一个独立的电路能够侦测电流Il已经到达零安培、输出电压Vo已经到达临界电压-ripple 等等，并且提供信号予控制器130以执行相对应的动作。上述的方法以数个实施步骤表示，但其不需依照所示的顺序执行，在不脱离本发明实施例的精神和范围内，实施步骤可作顺序上适当的增加、替换、修改以及(或是)删除。
权利要求
1.一种控制一调整器的方法，其特征在于，该调整器具有一输入电压以及一输出电压， 该方法包含设定一参考电压至一第一电压位准； 开启一第一驱动器；判定一持续期间比值，该持续期间比值为一第一时间周期相对该第一时间周期以及一第二时间周期的比值，该第一时间周期以及该第二时间周期分别表示当该第一驱动器以及一第二驱动器为开启时的一持续期间；依据该持续期间比值以及一涟波电压，产生一第二电压位准，该涟波电压为介于一高临界电压与一低临界电压间的一差值；依据介于该第二电压位准与该输出电压的一电压位准间的一关系，关闭该第一驱动器以及开启该第二驱动器；当流过该输出电压的一节点的一电流到达一预设位准时，关闭该第二驱动器；以及依据该持续期间比值以及介于该输出电压的一峰值与该高临界电压间的一电压差值， 产生该第一时间周期的一变化量。
2.根据权利要求1所述的控制一调整器的方法，其特征在于，该第一电压位准为该低临界电压。
3.根据权利要求1所述的控制一调整器的方法，其特征在于，还包含使用该持续期间比值以及介于该输出电压的该峰值与该高临界电压间的该电压差值，以自动改变该第一时间周期。
4.根据权利要求1所述的控制一调整器的方法，其特征在于，该持续期间比值为该输出电压相对该输入电压的一电压比值。
5.根据权利要求1所述的控制一调整器的方法，其特征在于，该第一时间周期的该变化量是根据方程式计算而得Δ Tl = D氺 Δ Vo其中ΔΤ1为该第一时间周期的该变化量，D为该持续期间比值，而AVo为介于该输出电压的该峰值与该高临界电压间的该电压差值。
6.根据权利要求1所述的控制一调整器的方法，其特征在于，还包含 使用一控制器以提供该参考电压至一比较器的一第一输入端；以及回授该输出电压至该比较器的一第二输入端。
7.根据权利要求1所述的控制一调整器的方法，其特征在于该输出电压于该第一时间周期以及该第二时间周期期间增加，并于一第三时间周期期间减少；该电流于该第一时间周期期间增加，于该第二时间周期期间减少，并于该第三时间周期期间为零；以及于该第三时间周期期间，该第一驱动器以及该第二驱动器两者均为关闭。
8.—种控制一调整器的方法，其特征在于，该调整器具有一输入电压以及一输出电压， 该方法包含确定一涟波电压，该涟波电压为介于一第一涟波电压与一第二涟波电压间的一差值； 如果该输出电压的一峰值电压高于该第一涟波电压，将该峰值电压朝该第一涟波电压向下拉；以及如果该输出电压的该峰值电压低于该第一涟波电压，将该峰值电压朝该第一涟波电压向上拉；其中将该峰值电压朝该第一涟波电压向下拉或是将该峰值电压朝该第一涟波电压向上拉，是依据一第一驱动器开启时的一第一时间周期相对该第一时间周期以及一第二驱动器开启时的一第二时间周期的一比值。
9.根据权利要求8所述的控制一调整器的方法，其特征在于，还包含于该第一时间周期开启该第一驱动器，然后于该第二时间周期关闭该第一驱动器并开启该第二驱动器，于该第二时间周期开启该第二驱动器之后，于一第三时间周期关闭该第一驱动器以及该第二驱动器两者。
10.根据权利要求8所述的控制一调整器的方法，其特征在于，将该峰值电压朝该第一涟波电压向下拉或是将该峰值电压朝该第一涟波电压向上拉，还依据该第一时间周期的调整。
11.一种控制一调整器的方法，其特征在于，该调整器具有一输入电压以及一输出电压，该方法包含于一第一时间周期，开启一第一驱动器；于一第二时间周期，关闭该第一驱动器以及开启一第二驱动器；于一第三时间周期，关闭该第二驱动器，该第一驱动器以及该第二驱动器于该第三时间周期期间因而均为关闭；以及依据该第一时间周期相对该第一时间周期以及该第二时间周期的比值、以及介于该输出电压的一峰值与一第一电压间的一电压差值，调整该第一时间周期。
12.根据权利要求11所述的控制一调整器的方法，其特征在于，开启该第一驱动器发生在当该输出电压到达一第二电压；以及一差值，该差值为介于该第一电压与该第二电压间的一默认值。
全文摘要
本发明关于一种控制一调整器的方法，调整器具有输入与输出电压，其方法步骤为开启第一驱动器；判定第一时间周期相对第一与第二时间周期的持续期间比值，两个时间周期分别表示第一与第二驱动器开启的持续期间；依据持续期间比值与涟波电压，产生第二电压位准，涟波电压为介于高临界与低临界电压间的差值；依据介于第二电压位准与输出电压的电压位准间的关系，关闭第一驱动器与开启第二驱动器；流过输出电压节点的电流到达默认值时则关闭第二驱动器；依据持续期间比值与介于输出电压峰值与高临界电压间的差值，产生第一时间周期变化量。
文档编号H02M3/156GK102377339SQ20111006806
公开日2012年3月14日 申请日期2011年3月18日 优先权日2010年8月16日
发明者石硕, 艾伦·罗斯, 艾瑞克·索能, 贾斯汀·盖瑟 申请人:台湾积体电路制造股份有限公司