专利名称：同步电动机的驱动系统以及同步电动机的制作方法
技术领域：
本发明涉及同步电动机的驱动系统，特别是涉及适于不使用位置传感器来估计转子的磁极位置从而控制同步电动机的转速、转矩的同步电动机的驱动系统以及搭载了该驱动系统的同步电动机。
背景技术：
在家电领域、产业设备领域、汽车领域等的技术领域，例如在风扇、泵、压缩机、传输机、升降机等的旋转速度控制、和转矩辅助控制、定位控制等中使用电动机驱动装置。在这些领域的电动机驱动装置中，广泛使用其中利用了永久磁铁的小型且高效率的同步电动机。并且，为了驱动同步电动机，需要电动机的转子的磁极位置的信息，为此，需要检测磁极位置的解算仪和霍尔IC等的位置传感器。然而，近年来，像这样不使用位置传感器地进行同步电动机的转速控制和转矩控制的被称作“无传感器控制”的技术不断普及。通过该无传感器控制的实用化，能削减设置位置传感器所需要的费用(位置传感器自身的费用和位置传感器布线所耗的费用)，另外，不需要位置传感器这一点能得到装置的小型化、在恶劣的环境中能够使用等较大的效果。当前，同步电动机的无传感器控制采用如下等的方式直接检测由于转子旋转而产生的感应电压(速度起电电压)来作为转子的位置信息，从而进行同步电动机的驱动的方式；根据成为对象的电动机的数学式模型来运算估计转子位置，从而求取的位置估计方式。
但是，无传感器控制虽然能削减位置传感器的设置所需的费用，且不需要位置传感器这一点能起到装置的小型化、能在恶劣的环境中使用这样的较大的效果，但在这些无传感器控制的低速运行时的位置检测方法中存在较大的课题。具体地，存在如下的课题由于当前实用化的大半的无传感器控制都是基于同步电动机产生的感应电压(速度起电电压)的控制，因此在感应电压较小的零速度附近(停止状态)或低速度区域中，感应电压的检测灵敏度降低，位置信息会被埋没在噪声中。针对这样的课题，例如如JP特开2009-189176号公报(专利文献I)那样，提出了以同步电动机的120度通电控制为基础的低速度区域中的无传感器控制方式，即使在感应电压小的低速度区域，也能对同步电动机进行控制。另外，作为基于同步电动机所产生的感应电压(速度起电电压)的无传感器控制方式，有JP特开平11-341869号公报(专利文献2)那样的基于感应电压的零交叉的方式、JP特开平7-123773号公报(专利文献3)那样的将用AD转换器直接读取感应电压的值，根据其变化率来估计转子位置的方式。专利文献专利文献I JP特开2009-189176号公报专利文献2 JP特开平11-341869号公报专利文献3 JP特开平7-123773号公报
专利文献I所记载的技术方案中，虽然能在电动机停止、低速状态下得到良好的控制性能，但并未示出用于进行转子方位角的控制、旋转速度控制的具体的手法。专利文献
2、专利文献3所记载的技术方案是与用于切换被120度通电驱动的同步电动机的通电相的定时相关的技术，与旋转速度和转子位置的控制系统不相关。例如，作为以速度传感器来得到速度信息的方式，用计数器对通电相的切换定时间进行测量，根据该时间逆运算出转子每转一圈的时间，从而得到速度信息。因而，旋转速度越低，在速度检测中就越会伴有滞后，无法提高速度精度，有可能不能较高地设定速度控制响应。
发明内容
本发明目的在于提供一种同步电动机的驱动系统，能在不使用位置传感器的无传感器控制的同步电动机系统中，至少从零速度附近到低速度区域实现稳定的位置控制系统、速度控制系统。本发明的代表性的特征在于，依次选择同步电动机的三相定子绕组中的2相来实施120度通电，此时，利用因转子位置不同而非通电相的起电电压发生变化的现象，来基于非通电相的起电电压得到瞬时的转子位置信息，另外，根据除此之外得到的位置信息的变化率来得到转子速度信息。更为优选的是，将非通电相的起电电压与同步电动机的转子位置预先建立相关关系，根据检测出的起电电压来求取已建立了关联的转子位置信息，从而得到瞬时的转子位
置信息。发明的效果根据本发明，由于从零速度附近到低速度区域，能得到位置信息或速度信息的瞬时的值，因此，能至少在零速度附近到低速度区域实现稳定的位置控制系统、速度控制系统。
图I是表示本发明的一个实施例的同步电动机的系统的构成图。图2是对2相施加脉冲电压的情况下的说明图。图3是伴随着图2所示的脉冲施加的非通电相的感应电压的说明图。图4是在通常的PWM时所产生的磁饱和起电电压的说明图。图5是非通电相电压和正转阈值的关系的说明图。图6是非通电相电压和转子相位0d的关系的说明图。图7是图I所示的相位估计器的构成图。图8是本发明的其它实施例的同步电动机的系统的构成图。图9是图8所示的速度估计器的构成图。图10是本发明的其它的实施例的同步电动机的系统的构成图。图11是图10所示的中高速/模式切换触发发生器的构成图。图12是速度起电电压波形和通电模式的关系的说明图。图13是图10所示的中高速/速度估计器的构成图。
图14是本发明的其它的一个实施例的同步电动机的系统的构成图。图15是通电相间的线间电压波形的说明图。图16是图14所示的非通电相选择器的构成图。图17是非通电相电压与反转阈值的关系的说明图。图18是图14所示的电压指令补正器9的构成图。图19是PWM波形例(Λ V = O、V* > O)的说明图。图20是PWM波形例(Λ V关O、V* > O)的说明图。图21是图14所示的三相PWM发生器和栅极信号切换器7D的构成图。
图22是图14所示的相位估计器的构成图。图23是磁饱和起电电压和速度起电电压的关系的说明图。图24是本发明的其它的实施例的同步电动机的系统的构成图。图25是本发明的其它的实施例的同步电动机的系统的构成图。图26是图25所示的中高速/速度估计器的构成图。图27是本发明的其它的实施例的同步电动机的系统的构成图。图28是本发明的其它的实施例的同步电动机的系统的构成图。图29是电动油压泵系统的构成图。图30是电动油压泵的动作波形的说明图。符号的说明I施加指令电压发生器2控制器3逆变器4同步电动机5PWM 发生器6通电模式决定器7栅极信号切换器8模式切换触发发生器10非通电相电位选择器11正转阈值发生器12比较器20相位估计器31直流电源32逆变器主电路部33输出预驱动器101位置指令发生器102位置控制器103减法运算器
具体实施例方式下面，使用图I到图30来说明本发明的实施方式的同步电动机的驱动系统的构成以及动作。[实施例I]最初，使用图I来说明本实施方式的同步电动机的驱动系统的整体构成。图I示出驱动同步电动机4的驱动系统的构成，由如下构成要素构成施加电压指令发生器1A，其计算对同步电动机4的施加电压指令<，以使得同步电动机的转子方位角成为期望的位置；控制器2A，其运算对同步电动机的施加电压来生成给逆变器的脉冲宽度调制波(PWM)信号；逆变器3A，其接受控制器2的PWM信号，来根据直流电压产生交流电压；被上述这些构成所控制的具备三相定子绕组的同步电动机4。逆变器3由如下要素构成向逆变器提供电力的直流电源31、由6个开关元件Sup Swn构成的逆变器主电路部、和驱动逆变器主电路部32的输出预驱动器33。施加电压指令发生器IA虽然产生对同步电动机的施加电压指令V%但是它是位于控制器2A的上 级的控制器。作为该上级的控制器，例如在控制同步电动机4的电流的情况下使用电流控制器，或者在控制旋转速度情况下使用速度控制器，但由于在本实施例中以进行转子的相位(转子位置)的控制为目的，因此，作为位置控制器而动作。不管如何，将相当于该施加电压指令V*的电压最终进行脉冲宽度调制(PWM)后施加到同步电动机4。施加电压指令发生器IA的内部由如下要素构成产生同步电动机4的转子位置指令的位置指令发生器101、计算与来自控制器2A的位置估计值0dc的偏差的减法运算器102、对给同步电动机4的施加电压进行修正运算以使得偏差成为零的位置控制器103。控制器2A在内部具有PWM发生器5，基于位置控制器I的输出来生成脉冲宽度调制后的PWM波。另外，在通电模式决定器6中，依次输出决定逆变器主电路部的6种的开关模式的模式指令。在栅极信号切换器7中，基于模式指令来决定逆变器主电路部32的每一个开关元件Sup Swn以何种动作来进行开关，将最终的6个栅极脉冲信号输出给逆变器3。另外，通电模式决定器6根据模式切换触发发生器8所产生的信号来依次切换通电模式。模式切换触发发生器8由如下要素构成基于模式指令来选择三相的绕组中的非通电相，并对同步电动机的非通电相电压Vu、Vv、Vw进行采样的非通电相选择器10 ;产生相对于同步电动机的非通电相的电压而成为正转方向的阈值的电压的正转阈值发生器11 ;和比较非通电相的电压和正转阈值，产生向正转方向的模式切换触发信号的比较器12。作为本发明的特征部分的相位(转子位置)估计器20根据与通电模式决定器6所决定的模式对应的非通电相的电压即检测电位BL来运算估计同步电动机4的转子位置(角度)θ(1。通过减法运算器102对与估计出的转子位置(角度)Gd对应的位置信号Qdc进行运算，以使得其与施加电压指令发生器IA内部的位置指令发生器101所输出的位置指令Θ dc*—致，基于运算结果，通过位置控制器103来修正施加电压指令V'接下来，说明本发明的基本动作。成为本发明的基本的120度通电方式是指，从同步电动机的三相的绕组中选择2个绕组，对选择的绕组施加电压来产生转子的转矩的方式。并且，该2个绕组的组合为6种，将它们分别定义为通电模式I 6。在此，3个绕组分别被定义为公知那样的U相、V相、W相。图2 (a)表不从V相向W相通电的状态的模式(与后述的模式3对应)，图2 (b)表示反过来从W相向V相通电的状态的模式。与此相对，使转子的方位角进行变化，变化电角度的一个周期份的情况下的非通电相即U相中出现的起电电压如图3所示，通过转子位置可知U相的起电电压的变化的样子。 该起电电压不是速度起电电压，而是在非通电相即U相，将在V相和W相产生的磁通的变化率的差异观测为电压而得到的起电电压，将其称作“磁饱和起电电压”来与速度起电电压区别。然后，在图3中可知，实线所示的正脉冲时的非通电相的电压以及虚线所示的负脉冲时的非通电相的磁饱和起电电压都比速度起电电压Emu大。因此，若代替该速度起电电压而检测出该非通电相的磁饱和起电电压，则从同步电动机的旋转为从零速度附近到低速度区域，都能得到比较大的转子的位置信号。图4表示U相、V相以及W相的磁饱和起电电压、构成逆变器3的开关元件Sup Swn的栅极信号Gup Gwn、同步电动机的旋转相位角Θ d、还有通电模式。上述的图2 (a)、(b)所示的电压脉冲在120度通电的通常的动作中被施加，按照相位角Θ山每隔60度来切换通电的2相。即也是依次切换非通电相。
在图4中，模式3以及模式6分别与图2(a)、(b)的状态等价，由于此时U相为非通电相，因此在粗箭头处出现磁饱和起电电压。即，观测到在模式3中向负方向减少、在模式6中向正方向增加这样的磁饱和起电电压。由于切换非通电相是理所当然的，因此在V相为非通电相的情况下，在模式2和模式5，在粗的箭头处出现磁饱和起电电压，观测到在模式2向正方向增加、在模式5向负方向减少这样的磁饱和起电电压。同样地，在W相为非通电相的情况下，在模式I和模式4中，在粗的箭头处出现磁饱和起电电压，观测到在模式I向负方向减少、在模式4向正方向增加这样的磁饱和起电电压。在图5中示出通电模式、非通电相和非通电相的磁饱和起电电压的关系，可知每当切换通电模式，磁饱和起电电压反复分别向正方向上升和向负方向减少的样子。因此，分别预先在正侧、负侧设定阈值电压(Vhxp、Vhxn)，能根据该阈值电压与磁饱和起电电压的大小关系来产生模式切换的触发信号。用模式切换触发发生器8来实现这些动作。由非通电相电位选择器10选择与模式对应的非通电相并检测该相的电位BL(磁饱和起电电压)。另外，由产生成为正转方向的阈值的电压的正转阈值发生器11来产生正转/正侧基准电压Vhxp和正转/负侧基准电压Vhxn0然后，将先前的非通电相的电位BL、和作为阈值的正转/正侧基准电压Vhxp和正转/负侧基准电压Vhxn输入到比较器12中，来进行该些值的比较，在非通电相的电位BL到达阈值的时刻，产生模式切换触发信号CL并使通电模式进入到正转方向。以上是用于在零速度附近产生转矩的基本的动作。接下来，说明本发明的特征部分即相位(转子位置)估计器20的动作，在非通电相产生的磁饱和起电电压和转子位置的关系如图5所示那样，以电角度60度的周期来对方位角反复进行单调减少、单调增加。由于在载波频率的周期内至少对磁饱和起电电压采样I次，因此成为对瞬时的值的读取。实际上每当施加电压脉冲就进行采样。因此，在预先建立了该磁饱和起电电压和转子位置(角度)的相关关系的情况下，能根据检测出的电压来求取转子位置(角度)。例如，只要在由半导体存储器构成的数据表中容纳与磁饱和起电电压取得了相关的转子位置(角度)即可，若配合磁饱和起电电压的采样而读取与该磁饱和起电电压对应的转子位置(角度)，则结果上能在较快的时间内获知转子位置(角度)。在图6中示出该磁饱和起电电压和转子位置(角度)的关系，图6(a)是模式I、模式3、模式5的情况的关系，图6(b)是模式2、模式4、模式6的情况的关系。由于数据表离散地对数据进行处理，因此，只要求取分割成电动机的控制中需要数量的磁饱和起电电压-转子位置(角度)的关系即可。由于切换非通电相的角度为从+30° -30°为止的60度，因此，例如若每隔1°而在表中留下刻度，则准备60个“度量”即可。另外，也可以在该“度量”之间通过内插计算来求取转子位置(角度)。另外，在相位(转子位置)估计器20中设置模式I、模式3、模式5的情况下的数据表I ;设置模式2、模式4、模式6的情况下的数据表2。
图7中示出相位(转子位置)估计器20的构成，数据表201是通电模式为模式I、
3、5时使用的数据表，反之，数据表202是通电模式为模式2、4、6时使用的数据表。该数据表的切换通过开关203来切换，该开关203根据通电模式决定器6所决定的模式信号，在模式1、3、5的情况下选择数据表I,在模式2、4、6的情况下选择数据表2。在此，由于切换非通电相的角度为60度，因此，从数据表输出的相位(转子位置)Qde也如图6那样，是电角度的±30度的范围。因此，用加法运算器205对每个模式的成为基准的基准相位Θ dm进行加法运算，得到转子的I个周期份的位置信息即9dc。虽然每个模式的基准相位Θ dm是从基准相位发生器204输出，但在基准相位发生器204也是按照由通电模式决定器6所决定的模式信号来切换开关，这种情况下，与模式I到模式6对应，输出6个基准相位0dm(O°、60°、120° ,180° ,240° ,300° )。通过这些动作，根据瞬时的磁饱和电压值来计算转子的相位(转子位置)，由此求取。其结果，不用设置检测同步电动机4的转子位置、速度的位置传感器，就能得到转子位置信息，能实现转子的位置控制系统。通过使用该位置控制系统，例如能在阀的方位角控制、简单的定位控制中应用。另外，虽然用数据表来表现起电电压和转子相位的关系，但也可以用一次函数、二次函数等的近似的函数来进行计算。这种情况下虽然与表查询的手法相比计算时间会变长，但由于旋转区域为低速，因此认为该计算时间也不会成为大问题。另外，在图I中,检测同步电动机4的三相绕组的连接点电位(中性点电位)，但由于基本上以哪个电位为基准都能检测出非通电相电位，因此并不需要该中性点的电位的连接。或者，即使不进行非通电相的检测而是观测该中性点电位的值，也由于磁饱和的影响也在中性点电位产生，因此能得到磁饱和起电电压。这种情况下，虽然不需要非通电相电位选择器10等，但由于在检测中中性点电位的连接成为必需，因此在以下的实施方式中也可以说是完全相同。[实施例2]接下来，使用图8以及图9来说明本发明的第2实施方式的同步电动机的速度控制系统。一般，在以120度通电方式为基本的速度控制系统中，作为得到速度信息的方法，用计数器等对通电模式的切换期间(每60度电角度的周期)进行计数，通过运算其测量值的倒数来得到速度信息。因此，在转速低的情况下，测量会消耗较长的时间，结果，为了得到速度信息而耗时间，使得控制响应显著变差。特别是在无传感器控制中进行速度控制的情况下，该检测滞后成为课题，难以实现高响应化。因此，为了实现高响应下的高精度的速度控制，需要另外在电动机上安装旋转速度传感器，但并不优选。在下面说明的第2实施方式中，提出了解决这样的问题的技术。图8所示的实施方式与图I所示的实施方式不同之处在于施加电压指令发生器IB作为同步电动机4的旋转速度控制器Ib发挥功能的点、和新附加了速度估计器21的点。速度估计器21是使用第I实施方式说明的速度估计器20的输出Θ dc来进行同步电动机的旋转速度core的运算估计的要素。然后，通过施加电压指令发生器IB来进行控制，以使得由速度估计器21求得的估 计值《rc与旋转速度指令ωΖ—致。上述的施加电压指令发生器IB由如下要素构成输出同步电动机4的旋转速度指令ωΖ的速度指令发生器104 ;计算旋转速度指令ωΖ和速度估计值《rc的偏差的加法运算器102 ;和计算对同步电动机4施加的施加电压指令V'以使得旋转速度指令ωΖ和core的偏差成为零。施加电压指令V*被送到运算对同步电动机的施加电压来生成对逆变器的脉冲宽度调制波(PWM)信号的控制器2B，基于旋转速度控制器IB的输出来制作经过脉冲宽度调制的PWM波。接下来，使用图9来说明速度控制器21的动作，为了根据位置估计器20得到的转子相位0dc来导出其速度，只要计算Gdc的变化率即可。因而，基本进行微分运算即可，为了精度更加良好地求取速度，在本实施方式中，导入PLL型的速度估计器21。速度估计器21由加法运算器210、PI控制器211以及积分器212构成，PLL型的速度估计器21运算相位(转子位置)0dc2作为与在内部由位置估计器20得到的相位(转子位置)Θ dc不同的状态量。相位(转子位置)Θ dc2是独立的转子相位(转子位置)的估计值，PI控制器211进行动作，以使得该相位(转子位置)与由位置估计器20得到的相位(转子位置)0dc—致。在此，由于0dc2是积分器的输出，因此，输入的物理量成为旋转速度。因此，通过使相位(转子位置)0dc和相位(转子位置)0dc2—致，能使作为中间变量的PI控制器211的输出与正确的旋转速度信息一致，因此，通过使用PI控制器211的输出，能估计转子的速度ωι·。另外，由于在本实施例中导入了 PLL型的速度估计器21，因此与基于微分运算的速度运算相比，减少了运算误差，能期待不易受到噪声影响的效果。由施加电压指令控制器IB来修正施加电压指令的值，以使得如此得到的转子速度估计值《rc和速度指令ωΖ—致，并将修正结果输出给同步电动机4。在第2实施方式中，由于每当进行同步电动机的旋转速度估计，都不使用模式切换间隔的测量等，而是根据基于瞬时检测出的非通电相的磁饱和起电电压所求取的相位(转子位置)来获得那时的速度信息，因此，能在高精度下实现高响应的速度控制系统。[实施例3]接下来，使用图10到图13来说明本发明的第3实施方式。在本发明的120度通电方式中，对根据转子的位置而决定的绕组中的非通电相上所产生的起电电压(以磁饱和为起因的起电电压)进行观测来检测相位(转子位置)是基本，若旋转速度变高，则会产生与旋转速度成正比的速度起电电压。并且，转速越提高，则速度起电电压也就越变大，速度起电电压以重叠在磁饱和起电电压上的形状产生。由于磁饱和起电电压是相对于电动机的额定电压为百分之几的程度，则若速度上升，则磁饱和起电电压相对地就会被速度起电电压埋没，检测精度逐渐降低。以下说明的第3实施方式是为了应对这样的现象，根据电动机的旋转速度来区分利用基于磁饱和起电电压的相位(转子位置)的检测、和基于与旋转速度成正比的速度起电电压的相位(转子位置)的检测。图10表示本实施方式的同步电动机的速度控制系统的控制器2C的框图构成，通过取代图8所示的控制器2B而使用该控制器2C，能实现第3实施方式。在图10中，中高速/模式切换触发发生器13、开关14a、开关14b、以及中高速/速度估计器22的功能部件是新追加的要素，除此之外的功能部件都与到此为止的实施例中所说明的相同。
在图10中，作为切换通电模式的信号源，新追加了中高速/模式切换触发发生器13，该中高速/模式切换触发发生器13在同步电动机的转速为中高速时发挥作用。基本地，如专利文献2记载那样，根据检测与转子的旋转速度相应的起电电压的零交叉来进行通电模式的切换。另外，作为中高速区域的速度估计方法，中高速/速度估计器22通过与图8说明的速度估计器21不同的方法来运算估计同步电动机4的旋转速度。输入到通电模式决定器6中的触发信号成为到此为止的实施例中的模式切换触发发生器8的信号CL和来自中高速/模式切换触发发生器13的信号CH这2个，根据旋转速度，通过开关14a来切换这些触发信号CL、CH。同样地，速度估计结果也成为速度估计器21输出的估计速度orcL和中高速/速度估计器22输出的估计速度orcH这2个，根据旋转速度，通过开关14b来切换这些的估计速度orcL、估计速度corcH。开关14a、14b的切换速度在速度判别器15中进行判断，根据其判断结果来切换各个开关14a、开关14b。具体地，若估计速度的大小处于预先设定的速度阈值以下即低速区域(包含零速度附近)中，则速度判别器15分别将开关14a、14b切换到L侧，若估计速度在阈值以上的中高速区域，则速度判别器15分别将开关14a、14b切换到H侧。另外，预先设定的速度阈值根据电动机的规格而任意决定，但作为大概的标准，选择最高速度的8%到15%程度。图11表示中高速/模式切换触发发生器13的框图构成，其由非通电相选择器10、零发生器131、比较器133以及触发控制器132构成。非通电相选择器10与图I所示的非通电相选择器10相同，按照模式指令来选择非通电的相的电压，并将其信号BH送到比较器133。比较器133将来自非通电相选择器10的信号和零发生器131输出的基准信号( = 0)进行比较，生成成为通电模式切换的根源的信号。触发控制器132接受来自比较器133的信号，并生成切换模式的触发信号CH。在图12中示出基于速度起电电压的通电模式切换信号的生成方法，同步电动机的各相的速度起电电压Eou、Eov、Eow相对于转子相位Qd产生如图那样的相位。通过观测非通电相，能观测该非通电相的速度起电电压的零交叉点，按照以该零交叉点为基准，在经过电角度30度份的时间后切换通电模式的方式进行控制。具体地，由非通电相电位选择器10选择非通电相，并由比较器133检测其零交叉，触发控制器132在相对于该信号设置了电角度30度份的等待时间后，产生模式切换触发信号CH。接下来，使用图13来说明中高速/速度估计器22的动作。对中高速/速度估计器22输入来自图11所不的非通电相电位选择器10的非通电相的电位BH,基于该值来运算估计电动机的旋转速度。如图13所示，中高速/速度估计器22由信号延迟器221 (标记为1/z)、加法运算器、变化率计算增益223 (标记为Ι/Ts)、零交叉检测器224、和运算器225构成。在此的速度估计根据速度起电电压的零交叉附近的变化率来运算，由此求得，这是本发明的特征。下面，说明中高速/速度估计器22进行的速度估计的原理。现在，用式(I)来表示U相的速度起电电压Eou。Eou = EmO · sin (cor · t)…(I)
另外，EmO :速度起电电压的振幅[V]，ωΓ :角速度[rad/s](电角度频率)。在式(I)中，速度起电电压的变化率dEou[V/s]为dEou = (d/dt)Eou = cor · cos (ωr · t)…(2)在此，由于速度起电电压的零交叉附近的变化率为ωΓ · t = 0，或ωΓ · t = ，因此，dEou (O) = cor · EmO... (3)。进而，由于EmO为EmO = cor · Ke... (4)其中，ωΓ :角速度(电角度频率)，Ke :电动机的发电常数[V/(rad/s)]，因此，根据式⑶、(4)，成为cor = V {dEou(O)/Ke}... (5)即，若能在零交叉附近测量速度起电电压的变化率，则能通过运算而检测出同步电动机的旋转速度ωΓ。图13所示的中高速/速度估计器22是将上述运算具现化的要素，通过减法运算器222来计算非通电相的电位BH与保持了 I个采样前的值的信号延迟器221的输出之间的差分，并将该值成为采样周期Ts的倒数倍，由此来运算电压的变化率即dEo。由于在该变化率的运算中只要具有至少I个采样以上的值的差分来进行运算即可，因此，因条件不同，有时取数个采样的份的差分会提高精度，但不管怎样，都需要零交叉附近运算差分。因此，构成为由零交叉检测器224接受非通电相的电位进行零交叉，来进行上述运算。并且，按照速度起电电压的变化率即dEo，用运算器225来执行式(5)所示的运算，从而运算速度的估计值orcH。该速度估计方法不同于现有技术那样通过模式的切换期间的测量、零交叉的间隔的测量来运算速度，是在进行零交叉的瞬间求取旋转速度。因此，能极力减小相对于速度控制系统的滞后要素，可以期待能使控制系统整体稳定化这样的效果。以上，根据本发明的第3实施方式，能提供从低速到中高速为止的电动机的驱动系统中的高响应下的高稳定的控制系统。[实施例4]接下来，使用图14到图23来说明本发明的第4实施方式。如第3实施方式所说明那样，在非通电相产生的起电电压中混合了磁饱和起电电压、和伴随着转子的旋转的速度起电电压这2种类的起电电压。由于2种类的起电电压的混合在进行位置控制的情况下在精度的提高上存在成为阻碍要因的可能性，因此在第4实施方式中，提出了应对其的技术。图14是第4实施方式的同步电动机的位置控制系统，取代第I实施方式的图I的控制器2A而导入图14所示的控制器2D。本实施方式的基本动作与图I 7所示的第I实施方式基本相同，但在控制器2D内，追加了电压指令补正器9、和模式切换触发发生器8D上不同。在第I实施方式中，对与各通电模式对应的2个相施加电压，检测该脉冲施加时的非通电相的磁饱和起电电压，将其与正转阈值发生器11的阈值进行比较，由此来产生模式切换触发信号。与此相对，在本实施方式中，通过导入电压指令补正器9，从而总是对同步电动机4施加使所施加的电压为正脉冲、和负脉冲这2种电压。这种情况下，通电相的2相间的线间电压波形成为图15的上段所示的VuV、VVW、Vmi那样特征性的波形。在模式1、3、5中，正脉冲的宽度比负脉冲的宽度大，反之，在模式2、4、6中，负脉冲的宽度比正脉冲的宽 度大。图15的下段表示放大了模式3中的线间电压Vvw的波形，在模式3中，仅在正脉冲(V-W脉冲)产生正转方向的转矩，与此相对，在本实施方式中，刻意输出负脉冲(W-V脉冲)。其结果，施加电压的平均值成为正方向的电压，但由于负脉冲而能进行反转方向的起电电压的检测。即，在各个通电模式中，能同时进行正转和反转方向的检测。图16示出非通电相选择器IOD的构成图，非通电相选择器IOD由如下要素构成按照模式指令，来选择三相电压的非通电状态的相的开关111 ;和对非通电相的电压、即非通电相的起电电压进行采样、保持的采样保持器112。采样保持器2具备2个，分别对正脉冲电压施加时的非通电相起电电压、和负脉冲电压施加时的非通电相起电电压进行采样，并将各自的值作为信号BL1、BL2而输出。从而，如图15所示，基于正脉冲以及负脉冲的到来，来检测非通电相的起电电压信号BLl、BL2。如图14所示，起电电压信号BL1、BL2分别被赋予给比较器12_1、12_2，来分别与正转阈值发生器11-1和反转阈值发生器11-2的正转阈值以及反转阈值进行比较，根据与这些阈值的大小关系来判断通电模式的增减。与第I实施方式不同点在于，追加了反转阈值发生器11-2及其比较器12-2，使得能进行向反转方向的通电模式切换。图17示出负脉冲施加时的通电模式、非通电相、和非通电相的起电电压的关系，可知与正脉冲的情况(图5)相比，在负脉冲的情况下产生不同的磁饱和起电电压，分别反复进行上升、减小的样子。另外，与正转的情况相同，对于反转也是分别在正侧、负侧设定阈值电压(Vhyp、Vhyn)，根据该阈值电压和磁饱和起电电压的大小关系来产生模式切换(倒退模式的方向)的触发C2。接下来，对到此为止说明的生成正脉冲、和负脉冲的电压指令补正器9、PWM发生器栅极信号切换器7D的动作进行说明。图18(a)是电压指令补正器9的框图构成图，由如下要素构成使输入的值成为1/2而输出的增益91 ;反转所输入的值的符号的符号反转器92 ;对输入信号进行相加的加法运算器93a c ;进行减法运算的减法运算器94 ;输出逆变器的直流电源的一半的值的VDC/2发生器95 ;和计算在电压指令中赋予的补正量的AV发生器96。在电压指令补正器9中，在对通电相的线间电压施加来自位置控制器A的施加电压指令V*的同时，若施加电压指令V*为正，则进行用于施加负脉冲的指令值补正，若施加电压指令V*为负，则进行用于施加正脉冲的指令值补正。由此，在增益91使施加电压指令V*暂时为1/2之后，设在该值上加上VDC/2而得到的值为VXO，设将VXO的符号反转后再加上VDC/2而得到的值为VY0，从而制作新的指令值。VX0、和VYO相当于通电的2相的各自的相电压指令，在图18(b)中示出施加电压指令V*与VXO、VYO的关系。随着施加电压指令V*增大，VXO有变大的倾向，反之，VYO有减少的倾向。通过使两者偏置VDC/2，能输出正、负两个方向的电压。之后，通过加法运算器93c在VXO上加上Λ V，另外，从VYO上减去Λ V，将这些运算值分别作为VXl、VYl而输出。接下来，使用图19、图20来说明AV的加法运算引起的波形的变化。图19中示出不进行补正的情况(AV = O)的PWM制作的样子。图19(a)是电压指令补正器9内部的值 即VX0、VY0。与此相对，加上补正电压八￥后的波形成为￥乂1、￥￥1，但由于如图19(b)所示那样，由于有Λ V = O的条件，因此VXl和VYl成为与VXO、VYO相等的波形。比较这些VX1、VYl与三角波载波的大小关系，由此来进行PWM脉冲的制作，在图19(c) (g)中示出该样子。由于图19(c)的三角波载波从O到VDC之间变化，因此，将三角波载波的上升周期设为Tcl，将下降周期设为TcO。以比较VXl和三角波载波的结果而得到的波形为图19(d)的PX，其反转信号为图19的PXn。同样地，比较VYl和三角波载波而得到的结果为图19(f)的PY，其反转信号为图19(g)的PYn。另外，相当于通电相的线间电压的波形成为PX和PY的差，成为图19(h)那样。在该PWM方式中，以载波频率的2倍的频率来输出脉冲串。图20示出加入了 AV的情况下的PWM制作的样子。设Λ V是与三角波载波Tcl、TcO的周期同步的图20(b)那样的矩形波。其结果，VXUVYl的波形成为图20(c)那样，结果，线间电压波形成为图20 (h)。如此，能实现本实施例的特征即对线间电压施加正脉冲、和负脉冲。另外，由于补正后的电压AV的平均值为零，因此图20(h)的平均值与图19(h)的
平均值一致。在图21中示出PWM发生器栅极信号切换器7D的构成图，PWM发生器有如下要素构成产生零的零发生器51 ;按照模式指令来选择各相的电压指令的开关52u 52w ；比较三相的各电压指令Vu* Vw*和三角波载波来产生脉冲宽度调制信号的比较器53u 53w ;产生三角波载波的三角波载波发生器54 ;和反转PWM脉冲的符号的符号反转器55。另夕卜，脉冲输出控制器7D由按照模式指令来切换PWM信号的有效/无效的开关71 76构成。接下来，说明这些动作。补正后的电压指令VXljP VYl是被分配给3相中的任意的2相的电压指令，这是按照通电模式，通过开关52u 52w来进行切换的。另外，未通电的相(非通电相)为了方便而赋予零，分配零发生器51的信号。如此求取与各模式相应的电压指令，将它们分别在比较器53u 53w与三角波发生器54的输出即三角波载波进行比较，生成PWM信号。例如，对PupO、PwpO, PwnO分配图19,20 中的 PX 或 PYJt PupO、PwpO, PwnO 分配 PXn 或 PYn。另外，PupO, PwpO, PwnO 成为逆变器3中的开关设备Sup、Svp、Swp的各自的栅极信号,Pup0、Pwp0、Pwn0作为Sup、Svp、Swp
的栅极信号而动作。由于这些开关设备的上下的开关通过符号反转器55而分别成为互补动作，因此就这样是无法作出非通电相的。因此，与通电模式相应将开关71 76切换为零，强制地使上下设备同时截止。如此，能在直接充分发挥三角波比较的互补功能的状态下来生成非通电相。接下来，使用图22来说明本实施例的最大的特征性的部分即相位估计器20D。在图22中，开关203、基准相位发生器204以及加法运算器205与图7中的编号相同。在本实施方式中，新加入了输入2个磁饱和起电电压即BLl和BL2来运算两者的差的加法运算器207。数据表即TABLEl和TABLE2具备预先与该BLl和BL2的差分映射的数据。因此，在相位估计器20D中，基于正脉冲施加时的磁饱和起电电压、和负脉冲施加时的磁饱和起电电压的差来运算转子相位。使用图23来说明该作用，则如前所述，磁饱和起电电压作为纯粹依赖于正转的位置的值而产生，但由于同时加上了伴随转子的旋转的速度起电电压，因此转速越提高，则检测出的电压和相位的关系的误差也就越大。图23(a)表示旋转相位以及磁饱和起电电压、和速度起电电压，非通电相的起电电压根据速度而变化，在图23(b) (d)中示出其样子。 若是零速度附近的极低速，在如图23(b)所示，能检测出纯粹的磁饱和起电电压Vop (正脉冲施加时)、Von (负脉冲施加时)，但随着速度增加，如图23 (c)、图23 (d)所示，加上了依赖于速度Vop、Von的速度起电电压Em。因此，若能分离或删除速度起电电压分量，则能使相位信息变得更正确。因此，根据速度起电电压与正脉冲施加时的磁饱和起电电压、和与负脉冲施加时的磁饱和起电电压的两者相加的特征，通过减去这些检测出的值，能使速度起电电压分量成为无效。图22的相位估计器22D具有该功能，在相位估计器22D中，用减法运算器207取BLl (正脉冲施加时的磁饱和起电电压)和BL2 (负脉冲施加时的磁饱和起电电压)的差，由此，使速度起电电压无效化，从而可以期待能在更宽的范围内进行高精度的位置估计的效
果O[实施例5]接下来，使用图24来说明本发明的第5实施方式。图24是本实施方式的同步电动机的速度控制系统，是在第4实施方式所说明的位置控制系统中追加了图9所示的速度估计器21而将整体构筑成速度控制系统的实施方式。由此，由于图24中的各构成部件与到此为止的实施方式的说明中所说明的部件是相同的构成部件，因此其动作、作用也如前述那样。然后，将相位估计器20D的相位(转子位置)0dc输入到速度估计器21来运算估计转子速度《rc，该速度估计器21与第2实施方式中说明的图9相同。如前所述，根据该第5实施方式，由于通过第4实施方式进一步提高了相位估计的精度，因此通过在其中添加速度估计器21，可以得到能实现更高精度的转速估计的效果。[实施例6]接下来，使用图25、26来说明本发明的第6实施方式。图25是本实施方式的同步电动机的速度控制系统，本实施方式能通过将第3实施方式所说明的图10所示的速度控制系统的控制器2C置换为图25所示的控制器2F来实现。图25所示的控制器2F与图10的控制器2C为基本相同的构成，但使用了第4实施方式(实施例4)中所使用的PWM发生器通电模式决定器6D、栅极信号切换器7D、模式切换触发发生器8D、电压指令补正器9、速度判别器15和相位估计器20D。进而，新使用中高速/模式切换触发的发生器13F。基本动作和第3以及第4实施方式相同，但在中高速/模式切换触发的发生器13F中存在最大的特征。在图26中示出中高速/模式切换触发的发生器13F的框图构成，该中高速/模式切换触发的发生器13F基本与图11所示的第3实施方式进行相同的动作，但输入到比较器133的起电电压不同。作为非通电相电位选择器10D，使用第4实施方式中的图16所示的非通电相电位选择器10D，使用正脉冲施加时的起电电压BLl和负脉冲施加时的起电电压BL2这2个起电电压，使用减法运算器134来运算两者的和。基于该相加值，在比较器133中进行与来自零发生器131的基准电压“零”的比较，生成通电模式切换的触发信号。另外，将该相加值即BH输入到中高速/速度估计器22，来进行速度估计。如此，能提高中高速区域中的速度精度、位置精度。即，由于在中高速区域中使用了以速度起电电压为基本的控制，因此磁饱和起电电压作为外部干扰而使估计精度劣化。因此，通过将正脉冲施加时和负脉冲施加时的起电电压相加，能排出这些磁饱和 起电电压的影响，能纯粹地仅提取速度起电电压。因此，根据本发明的第6实施方式，能提供在从零速度附近到高速区域为止的宽的旋转速度范围内精度高、稳定高的同步电动机的速度控制系统。[实施例7]接下来，使用图27来说明本发明的第7实施方式。图27是本发明的同步电动机的速度控制系统，本实施方式能通过将第6实施方式中的图25所说明的速度控制系统的控制器2F置换为图27所示的控制器2G来实现。图27所示的控制器2G与图25的控制器2F具有基本相同的构造，但在同步电动机4的端子电压的检测部分新添加了可变增益放大器23这一点上不同。此外的构成都与图25所示的控制器2F相同。如到此为止所述那样，通过在低速区域进行利用了磁饱和起电电压的位置估计或者速度估计，在中高速区域进行基于速度起电电压的位置估计或者速度估计，能实现更闻精度、闻稳定的系统。这些磁饱和起电电压和速度起电电压两者都是在非通电相产生的电压，但其绝对值的大小不同。由于磁饱和起电电压是由于磁路的不平衡而产生的电压，因此相对于电动机额定电压为百分之几到百分之十几的值，与此相对，速度起电电压在最高速度下是接近于100%的值。因此，为了高精度地检测两者，难以使用相同放大率的电子电路，期望按照在利用磁饱和起电电压时，提高增益来提高精度，反之，在中高速区域中，降低增益的方式进行设定。因此，在本发明的第7实施方式中，在非通电相检测部的前级设置能使增益可变的可变增益放大器23。若通过使可变增益放大器23的增益与速度判别器15的输出联动来变化，来在低速区域设定为高增益，在中高速区域设定为低增益，或者按照依赖于速度成为线性(正比)的方式来设定增益，则能在全部速度区域中得到均匀的检测精度，能实现在宽的速度范围内的稳定的速度控制系统。[实施例8]接下来，使用图28来说明本发明的第8实施方式。图28是本实施方式同步电动机的驱动系统，本实施方式是在形成于同步电动机主体中的筐体内部安装到此为止说明的实施方式中的至少I个实施方式的系统的产物，是机械构造部件和电气构造部件成为一体的机电一体构造。在图28中的筐体30的内部，收纳有到此为止说明的至少任一个实施方式的系统的构成部件即施加电压指令发生器I、控制器2、逆变器3等的全部，仅将直流电源31和用于交换对同步电动机的指令、动作状态的通信线引出到外部。如上所述，通过将同步电动机的驱动系统一体化，在能实现小型化的同时，不需要进行布线的绕设布置。另外，本发明的同步电动机驱动系统由于不需要转子的位置传感器、速度传感器，因此能使整体变得更小型。[实施例9]接下来，使用图29和图30来说明本发明的电动油压泵系统。图29是汽车(机动车)的引擎停止中被驱动的电动油压泵系统，该系统不仅在引擎空转地停止时，还在如混 合动力汽车那样引擎完全停止的汽车中，用在确保对传动装置、离合器、刹车的油压中。在图29中，参照标号24与到此为止所说明的任意的实施方式的同步电动机驱动系统相同，电动泵241由电动机4和泵242构成。在引擎251停止时，通过电动泵241而产生油压回路25的油压，将该油压送到油压回路25。在此，油压回路25由如下等要素构成将引擎251作为动力而驱动的机械性的机械泵252、贮存油的油罐253、防止从机械泵252向电动泵241的回流的防倒流阀254。在现有的电动油压泵系统中，具备用于将油压保持在设定值以下的减压阀255，但本实施方式的系统中能去掉该构成。接下来，使用图30来说明本实施方式所涉及的电动油压系统。在引擎251旋转而机械泵252产生了充分的油压的期间，电动泵停止，由油机械泵252来生成油压。在空转停止等那样，在引擎251的驱动被停止的同时机械泵252的旋转降低，由此，机械泵252的喷出压力开始降低。另一方面，电动泵241起动，通过电动机4而使泵242旋转，开始生成油压。在机械泵252和电动泵241的喷出压逆转的时间点，防倒流阀254打开，由电动泵241确保油压。此时，电动泵241的起动期望在停止机械泵252即引擎之前先开始，以使得在机械泵252的油压在引擎251停止时，在成为电动泵241提供的油压以下的定时，电动泵的油压已经成为充分的值，具体地，可以设定在引擎停止指示时，或其前后。另外，即使在引擎251再起动时，由于机械泵252的油压伴随着引擎251的旋转而上升，因此，也可以直到机械泵252的油压超过了引擎停止中的电动泵241所提供的油压为止，一直驱动电动泵。例如，可以直到通过引擎251使机械泵252的油压成为规定值的转速为止，都驱动电动泵241，或者用从引擎251的再起动开始起的时间等来设定电动泵241的驱动时间。在此，说明现有系统中的减压阀的动作。作为打开防倒流阀254的条件，需要电动泵241的压力超过机械泵252的压力。但是，该压力因油压回路的负载条件、温度条件等而变化，因情况而会对电动泵241侧施加过大负载。此时，需要在通过打开减压阀255来释放油压，从而减轻电动泵241的负载。在没有减压阀255的情况下，电动机4在低速区域中会出现反转、失调，不能确保电动泵241的油压。若该电动泵241的喷出压失去或者不足，则直到在机械泵252的油压上升、或再度驱动电动泵来提供喷出压为止的期间，在空转停止结束时，对传动装置或离合器的油压不足，车辆的始动会变得延迟，或者产生始动振动。电动机4的失调、停止的原因是因为在现有技术中没有低速区域中的转子位置的精度良好的估计技术。当然，虽然安装转子位置传感器就能解决该问题，但这种情况下，传感器的可靠性的问题、布线和安装调整作业等又会成为问题。但是，根据本实施方式的同步电动机驱动系统，由于能精度良好地估计转子位置，因此能实现从停止到高速旋转区域为止的稳定的电动机的驱动，能有效地抑制失调这样的问题。在此，根据本实施方式，能在任意的定时实施电动机的转速估计，能抑制现有的手法那样的与转速成正比而在低速旋转时估计周期变长所引起的控制下的恶化、速度振荡、负载/目标转速急变等导致的过调量(以至于电动机停止或过旋转)。另外，根据本实施方 式，由于能从停止状态就稳定地驱动电动机，因此还能如图29那样去掉减压阀255，其结果因减压而引起的电动泵的无谓的动作消失，能提供高效率、静音的电动油压系统。
权利要求
1.一种同步电动机的驱动系统，具备逆变器，其与三相同步电动机连接，由多个开关元件构成；和控制器，其选择所述三相同步电动机的三相绕组中的进行通电的2相，以6种通电模式，通过脉冲宽度调制动作来对所述逆变器进行通电控制，所述同步电动机的驱动系统的特征在于， 所述控制器具备 通电模式切换单元，其检测所述三相绕组的非通电相的端子电压、或所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少任一者的电压，基于该检测出的电压来依次切换所述通电模式；和 转子位置信息运算单元，其在所述三相同步电动机的旋转速度为零速度到低速度的区域，根据检测出的所述电压来求取所述三相同步电动机的转子位置信息。
2.一种同步电动机的驱动系统，具备逆变器，其与三相同步电动机连接，由多个开关元件构成；和控制器，其选择所述三相同步电动机的三相绕组中的进行通电的2相，以6种通电模式，通过脉冲宽度调制动作来对所述逆变器进行通电控制，所述同步电动机的驱动系统的特征在于， 所述控制器具备 通电模式切换单元，其检测所述三相绕组的非通电相的端子电位、或所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电位即中性点电位中的至少任意一者的电压，基于该检测出的电压来依次切换所述通电模式；和 转子位置信息运算单元，其在所述三相同步电动机的旋转速度至少在零速度到低速度的区域中，存储与所述三相绕组的非通电相的端子电压、或者所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少任一者的电压预先建立了关联的转子位置信息，根据检测出的所述电压来求取所存储的所述转子位置信息。
3.根据权利要求I所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述转子位置信息运算单元对检测出的所述电压进行函数运算来求取转子位置信息。
4.根据权利要求2所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 使由半导体存储器构成的数据表中存储与所述三相绕组的非通电相的端子电压、或者所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少任一者的电压预先建立了关联的转子位置信息，从所述数据表中读取与检测出的所述电压对应的转子位置信息，由此求取转子位置信息。
5.一种同步电动机的驱动系统，具备逆变器，其与三相同步电动机连接，由多个开关元件构成；和控制器，其选择所述三相同步电动机的三相绕组中的进行通电的2相，以6种通电模式，通过脉冲宽度调制动作来对所述逆变器进行通电控制，所述同步电动机的驱动系统的特征在于， 所述控制器具备 通电模式切换单元，其检测所述三相绕组的非通电相的端子电压、或所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少任一者的电压，基于该检测出的电压来依次切换所述通电模式； 转子位置信息运算单元，其在所述三相同步电动机的旋转速度为零速度到低速度的区域，根据检测出的所述电压来求取所述三相同步电动机的转子位置信息；和转子速度信息运算单元，其根据由所述转子位置信息运算单元求取的多个转子位置信息来求取所述三相同步电动机的转子速度。
6.一种同步电动机的驱动系统，具备逆变器，其与三相同步电动机连接，由多个开关元件构成；和控制器，其选择所述三相同步电动机的三相绕组中的进行通电的2相，以6种通电模式，通过脉冲宽度调制动作来对所述逆变器进行通电控制，所述同步电动机的驱动系统的特征在于， 所述控制器具备 通电模式切换单元，其检测所述三相绕组的非通电相的端子电压、或所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少任一者的电压，基于该检测出的电压来依次切换所述通电模式； 转子位置信息运算单元，其在所述三相同步电动机的旋转速度至少在零速度到低速度的区域中，存储与所述三相绕组的非通电相的端子电压、或者所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少任一者的电压预先建立了关联的转子位置信息，根据检测出的所述电压来求取存储的所述转子位置信息；和 转子速度信息运算单元，其根据由所述转子位置信息运算单元求取的多个转子位置信息的变化状态，来求取所述三相同步电动机的转子速度。
7.一种同步电动机的驱动系统，具备逆变器，其与三相同步电动机连接，由多个开关元件构成；和控制器，其选择所述三相同步电动机的三相绕组中的进行通电的2相，以6种通电模式，通过脉冲宽度调制动作来对所述逆变器进行通电控制，所述同步电动机的驱动系统的特征在于， 所述控制器具备 通电模式切换单元，其检测所述三相绕组的非通电相的端子电压、或所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少任一者的电压，基于该检测出的电压来依次切换所述通电模式；和 转速运算单元，其保持所检测出的所述电压的I个采样以上之前的值，在检测出的所述电压的符号反转的时间点来运算所保持的所述电压和本次检测出的电压的差分值，根据该差分值来运算所述三相同步电动机的转速。
8.一种同步电动机的驱动系统，具备逆变器，其与三相同步电动机连接，由多个开关元件构成；和控制器，其选择所述三相同步电动机的三相绕组中的进行通电的2相，以6种通电模式，通过脉冲宽度调制动作来对所述逆变器进行通电控制，所述同步电动机的驱动系统的特征在于， 所述控制器具备 通电模式切换单元，其检测所述三相绕组的非通电相的端子电压、或所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少任一者的电压，基于该检测出的电压来依次切换所述通电模式； 电压指令单元，其对所述6种通电模式中的各模式中的通电相施加使所述同步电动机产生正转转矩的极性的脉冲电压、使所述同步电动机产生反转转矩的极性的脉冲电压的至少一者或两者；和 转子位置信息运算单元，其根据所述电压指令单元进行的脉冲的施加期间中所检测出的所述电压，来运算并求取所述三相同步电动机的转子位置信息。
9.一种同步电动机的驱动系统，具备逆变器，其与三相同步电动机连接，由多个开关元件构成；和控制器，其选择所述三相同步电动机的三相绕组中的进行通电的2相，以6种通电模式，通过脉冲宽度调制动作来对所述逆变器进行通电控制，所述同步电动机的驱动系统的特征在于， 所述控制器具备 通电模式切换单元，其检测所述三相绕组的非通电相的端子电压、或所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少任一者的电压，基于该检测出的电压来依次切换所述通电模式； 电压指令单元，其对所述6种通电模式中的各模式中的通电相施加使所述同步电动机产生正转转矩的极性的脉冲电压、使所述同步电动机产生反转转矩的极性的脉冲电压的至少一者或两者； 转子位置信息运算单元，其根据所述电压指令单元进行的脉冲的施加期间中所检测出的所述电压来运算并求取所述三相同步电动机的转子位置信息；和 转子速度信息运算单元，其根据所述转子位置信息运算单元所求取的多个转子位置信息的变化状态来求取所述三相同步电动机的转子速度。
10.根据权利要求8或9所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述转子位置信息运算单元运算所述正脉冲施加时检测出的电压、和所述负脉冲施加时检测出的电压的差分值，根据该差分值来运算所述同步电动机的转子位置信息。
11.根据权利要求9所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述转子位置信息运算单元运算所述正脉冲施加时检测出的电压、和所述负脉冲施加时检测出的电压的差分值，根据该差分值来运算所述同步电动机的转子位置信息， 所述转子速度信息运算单元根据所述转子位置信息运算单元求取的转子位置信息的变化率来运算所述同步电动机的旋转速度。
12.根据权利要求9所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述转子位置信息运算单元运算所述正脉冲施加时检测出的电压、和所述负脉冲施加时检测出的电压的相加值，根据该相加值来运算所述同步电动机的转子位置信息， 所述转子速度信息运算单元根据所述转子位置信息运算单元求取的转子位置信息的变化率来运算所述同步电动机的旋转速度。
13.根据权利要求12所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述转子位置信息运算单元将所述相加值保持I个采样以上的期间，根据本次求取的相加值、与保持I个采样以上的过去的所述相加值的差分值来运算所述同步电动机的旋转速度。
14.根据权利要求9所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述转子位置信息运算单元由第I转子位置信息运算单元和第2转子位置信息运算单元构成，其中所述第I转子位置信息运算单元运算所述正脉冲施加时所检测出的电压和所述负脉冲施加时所检测出的电压的差分值，根据该差分值来运算所述同步电动机的转子位置信息，所述第2转子位置信息运算单元运算所述正脉冲施加时所检测出的电压和所述负脉冲施加时所检测出的电压的相加值，根据该相加值来运算所述同步电动机的转子位置信息， 所述转子速度信息运算单元由第I转子速度信息运算单元和第2转子速度信息运算单元构成，所述第I转子速度信息运算单元根据所述第I转子位置信息运算单元所求取的转子位置信息的变化率来运算所述同步电动机的旋转速度，所述第2转子速度信息运算单元根据所述第2转子位置信息运算单元所求取的转子位置信息的变化率来运算所述同步电动机的旋转速度信息， 通过按照所述同步电动机的旋转速度来进行切换的切换单元来切换所述第I转子速度信息运算单元和所述第2转子速度信息运算单元。
15.根据权利要求8或9所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 电压检测单元检测所述三相绕组的非通电相的端子电压、或所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少一者的电压，所述电压检测单元具备衰减或放大所检测出的电压的电压补正单元，还具备按照所述同步电动机的运转条件来改变该衰减或放大的倍率的倍率调整单元。
16.—种同步电动机,其特征在于,使逆变器与控制器一体化并固定于三相同步电动机的电动机主体，且具有将所述逆变器以及所述控制器的电源线、和所述控制器的信号线引出到外部的引出线，其中， 所述逆变器与所述三相同步电动机的三相绕组连接，并且由多个开关元件构成， 所述控制器选择所述三相绕组中的进行通电的2相，以6种通电模式，通过脉冲宽度调制动作来对所述逆变器进行通电控制，并且， 所述控制器具备 通电模式切换单元，其检测所述三相绕组的非通电相的端子电压、或所述三相同步电动机的定子绕组的连接点电压中的至少任一者的电压，基于该检测出的电压来依次切换所述通电模式； 转子位置信息运算单元，其在所述三相同步电动机的旋转速度在零速度到低速度的区域中，根据所检测出的所述电压来求取所述三相同步电动机的转子位置信息；和 转子速度信息运算单元，其根据所述转子位置信息运算单元所求取的多个转子位置信息来求取所述三相同步电动机的转子速度。
17.根据权利要求16所述的同步电动机，其特征在于， 在所述电动机主体一体地固定有液体泵，通过所述三相同步电动机的转子来驱动所述液体泵。
全文摘要
在不使用位置传感器的同步电动机中，由于基于同步电动机产生的感应电压(速度起电电压)来求取位置，因此，在感应电压小的零速度附近(停止状态)或低速度区域中，感应电压的检测灵敏度降低，存在位置信息会被噪声埋没的课题。在依次选择同步电动机的三相定子绕组的2相来进行驱动时，检测对非通电相的感应电压，预先将该非通电相的感应电压和转子位置信息建立关联，通过根据检测出的感应电压来逆运算转子位置信息，由此进行转子的位置估计，进而根据该转子的位置信息的变化率来进行旋转速度的检测，从而高精度地实现位置控制和速度控制。
文档编号H02K19/10GK102969951SQ20121029476
公开日2013年3月13日 申请日期2012年8月17日 优先权日2011年9月1日
发明者岩路善尚, 青柳滋久, 户张和明, 高畑良一, 羽野诚己 申请人:日立汽车系统株式会社