专利名称：功率因数改善电路及电源装置的制作方法
技术领域：
本发明的实施形态涉及一种功率因数改善电路及电源装置。
背景技术：
在电气设备中，将由从商用电源等输入的单相交流所生成的直流电压用作电源。另外，近年来，伴随省电力化 小型化的要求，而使用DC-DC转换器等开关电源。因此，也会产生如下产生等问题:由峰值电流的增加所引起的功率因数的下降、或高次谐波的产生。功率因数改善电路是使电流波形接近电压波形并减少峰值电流的电路，例如可使用升压斩波电路、或参照所输入的交流电压及输出电压来控制电流的斩波电路。现有技术文献专利文献专利文献1:日本专利特开2004-289893号公报但是，斩波电路在轻负载时，振荡频率变高、消耗电力增加且电力效率下降。另外，若振荡频率变高且变成过度充电的状态，则进行间歇振荡而产生停止期间。
发明内容
本发明的实施形态的目的在于提供一种改善轻负载时的功率因数的功率因数改善电路及电源装置。实施形态的功率因数改善电路包括:电感器、开关元件、定电流元件、反馈绕组以及控制电路。所述开关元件串联连接于所述电感器的一端，当输入至所述电感器的另一端的输入电压相对高时，进行使接通的状态与断开的状态重复的开关动作，当所述输入电压相对低时，继续接通的状态，使输入电流流入至所述电感器。所述定电流元件串联连接于所述开关元件，并限制所述开关元件的电流。所述反馈绕组线与所述电感器进行磁耦合，并对所述开关元件的控制端子供给电压来控制所述开关元件。所述控制电路根据所述输入电压，控制所述定电流元件的定电流值。发明的效果根据本发明的实施形态，提供一种改善轻负载时的功率因数的功率因数改善电路及电源装置。
图1是对第I实施形态的包含功率因数改善电路的电源装置进行例示的电路图。图2 (a) 图2 (d)是对开关元件的电流波形进行例示的波形图。图3是功率因 数改善电路的主要的信号的波形图。图4是对第2实施形态的包含功率因数改善电路的电源装置进行例示的电路图。图5是对第3实施形态的包含功率因数改善电路的电源装置进行例示的电路图。符号的说明:
1、la、lb:电源装置2:整流电路3、3a、3b:功率因数改善电路4:平滑电容器5、5a:开关元件6、6a:定电流元件7:交流电源8:高电位端子9:低电位端子10:高电位输出端子11:低电位输出端子12:电感器13: 二极管14、26:保护二极管15:1禹合电容器16:反馈绕组线17、17a、17b:控制电路18、19、21、22:分压电阻20:电平位移器23:基准电压生成电路24:放大电路25:乘法电路27:电阻15:电流IRE:电流T:振动周期T0:零交叉间的时间T1、T2、T3:期间-VB:负电压VGS:控制电压VIN:交流电压VOUT:输出电压VRE:脉动电压
具体实施例方式以下，参照图式对实施形态进行详细说明。再者，在本申请案的说明书与各图中，对与在已出现过的图中进行了叙述的要素相同的要素附上相同的符号，且适当地省略详细的说明。首先，对第I实施形态进行说明。
图1是对第I实施形态的包含功率因数改善电路的电源装置进行例示的电路图。如图1所示，电源装置I包括:整流电路2、功率因数改善电路3、以及通过功率因数改善电路3来充电的平滑电容器4。整流电路2包含二极管电桥，对交流电源7的交流电压VIN进行整流，在高电位端子8与低电位端子9之间输出脉动电压VRE。再者，整流电路2只要可对交流电压VIN进行整流即可，也可以是其他构成。另外，在整流电路2的输入侧连接有减少噪声的电容器。功率因数改善电路3包括:开关元件5、串联连接于开关元件5的定电流元件6、电感器12、二极管13、保护二极管14、耦合电容器15、反馈绕组线16及控制电路17。开关元件5例如为场效应晶体管(Field Effect Transistor,FET)、例如为高电子迁移率晶体管(High Electron Mobility Transistor:HEMT)。开关兀件5为常通(normallyon)形的元件。开关元件5串联连接于电感器12的一端，脉动电压VRE被输入至电感器12的另一端。即，开关元件5的漏极经由电感器12而连接于整流电路2的高电位端子8。开关元件5的源极连接于定电流元件6的漏极。开关元件5的栅极(开关元件的控制端子)经由耦合电容器15而连接于反馈绕组线16的一端。另外，在开关元件5的栅极上连接保护二极管14。定电流元件6例如为FET，且例如为HEMT。定电流元件6为常通形的元件。定电流元件6的源极连接于整流电路2的低电位端子9，定电流元件6的栅极(定电流元件的控制端子)连接于控制电路17。从控制电路17向定电流元件6的栅极供给控制电压VGS。定电流元件6的定电流值由控制电压VGS控制。反馈绕组线16的另一端连接于整流电路2的低电位端子9。当从高电位端子8朝开关元件5的漏极的方向增加的电流流动时，反馈绕组线16以对开关元件5的栅极侧供给正极性的电压的极性连接于电感器12。二极管13的阳极连接于开关元件5的漏极，另外，经由电感器12连接至整流电路2的高电位端子8。二极管13的阴极连接至平滑电容器4的一端(正极侧)。平滑电容器4的另一端(负极侧)连接至整流电路2的低电位端子9。平滑电容器4的两端的电压是作为功率因数改善电路3的输出电压而输出。即，平滑电容器4的一端连接于高电位输出端子10，平滑电容器4的另一端连接于低电位输出端子11。控制电路17包括:分压电阻18、分压电阻19，电平位移器20。分压电阻18、分压电阻19串联连接在整流电路2的高电位端子8与低电位端子9之间，对输入至功率因数改善电路3中的脉动电压VRE进行分压。再者，分压电阻18、分压电阻19的各电阻值足够大，在分压电阻18、分压电阻19中流动的电流远小于输入至功率因数改善电路3中的电流IRE。电平位移器20使由分压电阻18、分压电阻19所分压的脉动电压VRE朝负极性侧进行电平位移，然后作为控制电压VGS输出。电平位移器20包含齐纳二极管、及以负电压-VB而偏压的电阻。再者，电平位移器20只要可使由分压电阻18、分压电阻19所分压的电压朝负极性侧进行电平位移即可，也可以是其他构成。其次，对包含功率因数改善电路3的电源装置I的动作进行说明。整流电路2输出对从交流电源7供给的交流电压VIN进行整流而成的脉动电压VRE。因此，从整流电路2输出的脉动电压VRE是值随时间而变化的电压。
如上所述，功率因数改善电路3的控制电路17生成如下的控制电压VGS，该控制电压VGS是使与输入至功率因数改善电路3中的脉动电压VRE成比例的电压朝负极正侧进行电平位移而成的电压。另外，控制电路17对定电流元件6的栅极供给控制电压VGS，而控制定电流元件6的定电流值。S卩，当脉动电压VRE相对高时，将定电流元件6的定电流值控制得相对大，当脉动电压VRE相对低时，将定电流元件6的定电流值控制得相对小。再者，由于定电流元件6为常通形的元件，因此使控制电压VGS朝负极正侧进行电平位移。当输入至功率因数改善电路3中的脉动电压VRE的瞬时值相对低时，在电感器12中流动的电流IRE的值小，与电感器12进行磁耦合的驱动绕组线16中所感应的电压低。另夕卜，当脉动电压VRE相对低时，从控制电路17输出的控制电压VGS也相对低，因此将定电流元件6的定电流值控制得相对小。其结果，由反馈绕组线16将感应电压供给至栅极的开关元件5，继续接通的状态。开关元件5经由电感器12而从整流电路2使直流电流流过。另外，当脉动电压VRE相对高时，在电感器12中流动的电流IRE增加，若在开关元件5中流动的电流15超过定电流元件6的定电流值，则定电流元件6的漏极 源极间电压急剧上升。其结果，在开关元件5的栅极 源极间产生绝对值超过阈值电压的负电压，开关元件5断开，在电感器12中流动的电流IRE经由二极管13而对平滑电容器4进行充电。此时，在电感器12中流动的电流IRE减少。而且，若在电感器12中流动的电流IRE变成零，则开关元件5接通。其结果，恢复成在电感器12中流动的电流增加的状态，以下，重复相同的动作。开关元件5进行使接通的状态与断开的状态重复的开关动作而振荡。当脉动电压VRE相对高时，从控制电路17输出的控制电压VGS也相对高，因此将定电流元件6的定电流值控制得相对大。其结果，电流IRE的峰值对应于脉动电压VRE而变化，电流IRE的平均值的波形与脉动电压VRE的波形相似。另外，在脉动电压VRE处于所述相对低时与相对高时之间，且在开关元件5中流动的电流15小于定电流元件6的定电流值的情况下，开关元件5不会变成断开的状态。开关元件5的电流15继续接通的状态，并振动。若脉动电压VRE高，则电流15的变动幅度变大。图2 (a) 图2 (d)是对开关元件的电流波形进行例示的波形图。对脉动电压VRE的瞬时值以图2 (a) 图2 (d)的顺序变大时的开关元件5的电流15的波形示意性地进行表示。如图2(a)所示，当脉动电压VRE的瞬时值相对小时，开关元件5继续接通的状态，由定电流元件6限制的大致固定的直流电流流动。在开关元件5输出固定的直流电流的状态下，功率因数改善电路3进行如使定电流流动的低阻抗元件般的动作。如图2 (b)所示，若脉动电压VRE的瞬时值变大，则开关元件5继续接通的状态，且电流振动。另外，如图2 (c)所示，若脉动电压VRE的瞬时值进一步变大，则对应于脉动电压VRE的瞬时值，开关元件5的电流的变动幅度变大。如此，若脉动电压VRE的瞬时值变大，则开关元件5变成例如不完全地振荡般的状态，开关元件5的电流变得振动。但是，当脉动电压VRE的瞬时值小于规定值时，开关元件5不会变成断开的状态，而继续接通的状态。再者，开关元件5的振动的电流的峰值变成通过由控制电路17控制的定电流元件6的定电流值来限制的值。 另外，开关元件5的振动周期T对应于电流的变动幅度而变化。
而且，如图2 (d)所示，当脉动电压VRE的瞬时值为规定值以上时，开关元件5进行使接通的状态与断开的状态重复的开关动作而振荡。此时，功率因数改善电路3作为自激式的斩波电路进行动作。图3是功率因数改善电路的主要的信号的波形图。如图3所示，从整流电路2输出的脉动电压VRE变成使交流电源7的交流电压VIN返回正极正侧而成的波形。另外，分压电阻18、分压电阻19的电阻值足够大，输入至功率因数改善电路3中的电流IRE大致直接在电感器12中流动。控制电压VGS是使与脉动电压VRE成比例的电压朝负极性侧进行电平位移而成的电压。如上所述，当输入至功率因数改善电路3中的脉动电压VRE的瞬时值相对低时(图3的期间Tl)，开关元件5继续接通的状态。开关元件5经由电感器12而使直流电流作为输入电流IRE流动。此时，功率因数改善电路3正进行低阻抗元件的动作。另外，当输入至功率因数改善电路3中的脉动电压VRE的瞬时值相对高、且低于规定值时(图3的期间T2)，开关元件5继续接通的状态，且在开关元件5中流动的电流15变成振动的状态。另外，电流15的变动幅度对应于脉动电压VRE的瞬时值而变化，若脉动电压VRE变高，则以电流15的变动幅度变大的方式振动。其结果，开关元件5经由电感器12 ，使不变成零而振动的电流作为输入电流IRE流动。进而，当输入至功率因数改善电路3中的脉动电压VRE的瞬时值相对高、且为规定值以上时(图3的期间T3)，开关元件5进行使接通的状态与断开的状态重复的开关动作而振荡。其结果，开关元件5经由电感器12而使在零与峰值之间振动的振荡电流作为输入电流IRE流动。另外，在输入电流IRE减少的期间内，平滑电容器4得到充电。此时，功率因数改善电路3正进行临界电流模式(Critical current mode, CRM)的动作。如此，在本实施形态中，当脉动电压VRE及控制电压VGS为规定值以上时，开关元件5进行开关动作，若脉动电压VRE及控制电压VGS与规定值相比下降，则开关元件5继续接通的状态且经过电流值振动的过渡动作后，进行如低阻抗元件般的动作。另外，当脉动电压VRE及控制电压VGS为规定值以上时，功率因数改善电路3作为斩波电路进行临界电流模式的动作，若脉动电压VRE及控制电压VGS与规定值相比下降，则功率因数改善电路3经过过渡动作后，进行低阻抗元件的动作。由于开关元件5进行使电阻低的接通的状态与电流不流动的断开的状态重复的开关动作，因此斩波电路为低消耗电力 高效率的电路。在本实施形态中，若脉动电压VRE的瞬时值大于规定值，则进行开关动作，若脉动电压VRE的瞬时值小，则进行如低阻抗元件般的动作。当脉动电压VRE的瞬时值大时，电压与电流的积变大，若进行如低阻抗元件般的的动作，则损耗变大，另外，无法进行升压动作。因此，当脉动电压VRE的瞬时值大时，进行开关动作适合于低消耗电力化。另外，当脉动电压VRE的瞬时值小时，由于损耗小，因此作为低阻抗元件进行动作不存在问题。另外，在本实施形态中，控制电路17对应于脉动电压VRE来控制供给至定电流元件6的栅极中的控制电压VGS，因此可对应于脉动电压VRE，经由过渡动作而在开关动作与低阻抗动作之间连续地转变。即，功率因数改善电路3可对应于脉动电压VRE，经由过渡状态而在临界电流模式与低阻抗元件的动作之间连续地转变。其结果，在本实施形态中，即便当脉动电压VRE相对低时，也不会产生在进行了间歇振荡的情况下所产生的停止期间，在脉动电压VRE的所有相位中，可使电流IRE连续地流动，且功率因数得到改善。再者，相对于交流电压VIN的半周期的时间，即零交叉间的时间T0，期间Tl、期间T2、期间T3根据脉动电压VRE的值、电感器12与反馈绕组线16的卷绕数比、控制电压VGS的设定而变化。其次，对本实施形态的效果进行说明。如此，在本实施形态中，可对应于脉动电压VRE，经由过渡状态而在临界电流模式与低阻抗元件的动作之间连续地转变。其结果，可在脉动电压VRE的所有相位中使电流IRE连续地流动，可改善轻负载时的功率因数。另外，本实施形态由于是自激式，因此电路构成简单，可实现小型化。其次，对第2实施形态进行说明。图4是对第2实施形态的包含功率因数改善电路的电源装置进行例示的电路图。如图4所示，第2实施形态与第I实施形态相比，功率因数改善电路3的控制电路17的构成不同。即，功率因数改善电路3a包括:开关元件5、定电流元件6、电感器12、二极管13、保护二极管14、耦合电容器15、反馈绕组线16及控制电路17a。另外，电源装置Ia包括:整流电路2、功率因数改善电路3a、及平滑电容器4。整流电路2与平滑电容器4与第I实施形态相同。控制电路17a与第I实施形态中的控制电路17相比，追加有分压电阻21、分压电阻22，基准电压生成电路23，放大电路24，乘法电路25。分压电阻18、分压电阻19，电平位移器20与第I实施形态中的控制电路17相同。分压电阻21、分压电阻22串联连接在高电位输出端子10与低电位输出端子11之间。分压电阻21、分压电阻22对功率因数改善电路3的输出电压VOUT进行分压。放大电路24将由基准电压生成电路23所生成的基准电压、与由分压电阻21、分压电阻22对输出电压VOUT进行分压而成的电压的电压差放大。乘法电路25使由分压电阻
18、分压电阻19对输入电压VRE进行分压而成的电压与放大电路24的输出电压相乘。电平位移器20使乘法电路25的相乘输出朝负极性侧进行电平位移，然后将其作为控制电压VGS输出。在本实施形态中，控制电路17a利用输出电压VOUT的误差电压对将脉动电压VRE分压而成的电压进行加权来生成控制电压VGS。控制电路17a以如下方式进行控制:当输出电压VOUT相对高时，减小定电流元件6的定电流值，当输出电压VOUT相对低时，增大定电流元件6的定电流值。其结果，以变成固定值的方式控制输出电压V0UT。在第I实施形态中，控制电路17未反馈输出电压V0UT，因此存在输出电压VOUT上升的可能性。相对于此，在本实施形态中，可将输出电压VOUT控制成固定。所述以外的本实施形态的效果与第I实施形态相同。其次，对第3实施形态进行说明。图5是对第3实施形态的包含功率因数改善电路的电源装置进行例示的电路图。如图5所示，电源装置Ib包括:整流电路2、功率因数改善电路3b、通过功率因数改善电路3b来充电的平滑电容器4。整流电路2、平滑电容器4与第I实施形态相同。本实施形态的功率因数改善电路3b与第2实施形态的功率因数改善电路3a的不同点主要在于:开关元件5及定电流元件6为常断(normally off )形的元件。即，功率因数改善电路3b包括:开关元件5a、串联连接于开关元件5a的定电流元件6a、电感器12、二极管13、耦合电容器15、反馈绕组16、控制电路17b及保护二极管26。开关元件5a例如为场效应晶体管(FET)，且例如为高电子迁移率晶体管(HighElectron Mobility Transistor:HEMT)。开关元件5a为常断形的元件。开关元件5a串联连接于电感器12的一端，脉动电压VRE被输入至电感器12的另一端。即，开关元件5a的漏极经由电感器12而连接于整流电路2的高电位端子8。开关元件5a的源极连接于定电流元件6a的漏极。开关元件5a的栅极(开关元件的控制端子)经由耦合电容器15而连接于反馈绕组线16的一端。另外，在开关元件5a的栅极上连接保护二极管26。定电流元件6a例如为FET，且例如为HEMT。定电流元件6a为常断形的元件。定电流元件6a的源极连接于整流电路2的低电位端子9，定电流元件6a的栅极(定电流元件的控制端子)连接于控制电路17b。从控制电路17b向定电流元件6a的栅极供给控制电压VGS。定电流元件6a的定电流值由控制电压VGS控制。反馈绕组线16的另一端连接于整流电路2的低电位端子9。当从高电位端子8朝开关元件5a的漏极的方向增加的电流流动时，反馈绕组线16以对开关元件5a的栅极侧供给正极性的电压的极性连接于电感器12。二极管13的阳极连接于开关元件5a的漏极，另外，经由电感器12而连接于整流电路2的高电位端子8。二极管13的阴极连接于平滑电容器4的一端(正极侧)，进而，经由电阻27而连接于开关元件5a的栅极。在反馈绕组线16中未感应到电压的状态下，电阻27以常断形的开关元件5a接通的方式供给偏压电压。平滑电容器4的另一端(负极侧)连接于整流电路2的低电位端子9。平滑电容器4的两端的电压作为功率因数改善电路3b的输出电压而输出。即，平滑电容器4的一端连接于高电位输出端子10，平滑电容器4的另一端连接于低电位输出端子11。控制电路17b包括:分压电阻18、分压电阻19、分压电阻21、分压电阻22，乘法电路25。分压电阻18、分压电阻19串联连接在整流电路2的高电位端子8与低电位端子9之间，对输入至功率因数改善电路3b中的脉动电压VRE进行分压。再者，分压电阻18、分压电阻19的各电阻值足够大，在分压电阻18、分压电阻19中流动的电流远小于输入至功率因数改善电路3b中的电流IRE。分压电阻21、分压电阻22串联连接在高电位输出端子10与低电位输出端子11之间。分压电阻21、分压电阻22对功率因数改善电路3b的输出电压VOUT进行分压。乘法电路25使由分压电阻18、分压电阻19对输入电压VRE进行分压而成的电压，与由分压电阻21、分压电阻22对输出电压VOUT进行分压而成的电压相乘。乘法电路25输出控制电压VGS。控制电压VGS为使例如图3中所例示的控制电压VGS朝正极性侧进行电平位移而成的电压。其次，对包含功率因数改善电路3b的电源装置Ib的动作进行说明。如上所述，整流电路2输出对从交流电源7供给的交流电压VIN进行整流而成的脉动电压VRE。另外，控制电路17b生成如下的控制电压VGS，该控制电压VGS是使与输入至功率因数改善电路3b中的脉动电压VRE成比例的电压、和与输出电压VOUT成比例的电压相乘所得的电压。控制电路17b对定电流元件6a的栅极供给控制电压VGS，而控制定电流元件6a的定电流值。控制电路17b在脉动电压VRE相对高时，将定电流元件6a的定电流值控制得相对大，在脉动电压VRE相对低时，将定电流元件6a的定电流值控制得相对小。再者，由于本实施形态中的定电流元件6a为常断形的元件，因此供给正极性的电压作为控制电压VGS。当输入至功率因数改善电路3b中的脉动电压VRE的瞬时值相对低时，在电感器12中流动的电流IRE的值小，与电感器12进行磁耦合的驱动绕组线16中所感应的电压低。另外，当脉动电压VRE相对低时，从控制电路17b输出的控制电压VGS也相对低，因此将定电流元件6a的定电流值控制得相对小。其结果，开关元件5a由反馈绕组线16将感应电压供给至栅极而继续接通的状态。开关元件5a经由电感器12而从整流电路2使直流电流流过。另外，当脉动电压VRE相对高时，在电感器12中流动的电流IRE增加，若在开关元件5a中流动的电流15超过定电流元件6a的定电流值，则定电流元件6a的漏极 源极间电压急剧上升。其结果，开关元件5a的栅极 源极间电压与阈值电压相比下降，开关元件5a断开，在电感器12中流动的电流IRE经由二极管13而对平滑电容器4进行充电。此时，在电感器12中流动的电流IRE减少。而且，若在电感器12中流动的电流IRE变成零，则开关元件5a接通。其结果，恢复成在电感器12中流动的电流增加的状态，以下，重复相同的动作。开关元件5a进行使接通的状态与断开的状态重复的开关动作而振荡。当脉动电压VRE相对高时，从控制电路17b输出的控制电压VGS也相对高，因此将定电流元件6a的定电流值控制得相对大。其结果，电流IRE的峰值对应于脉动电压VRE而变化，电流IRE的平均值的波形与脉动电压VRE的波形相似。另外，在脉动电压VRE处于所述相对低时与相对高时之间，且在开关元件5a中流动的电流15小于定电流元件6a的定电流值的情况下，开关元件5a不会变成断开的状态。开关元件5a的电流15继续接通的状态，并振动。若脉动电压VRE高，则电流15的变动幅度变大。在本实施形态中，控制电路17b利用与输出电压VOUT成比例的电压对将脉动电压VRE分割而成的电压进行加权来生成控制电压VGS。控制电路17b以如下方式进行控制:当输出电压VOUT相对高时，减小定电流元件6的定电流值，当输出电压VOUT相对低时，增大定电流元件6的定电流值。其结果，以变成固定值的方式控制输出电压V0UT。在本实施形态中，可使用常断形的元件作为开关元件5a及定电流元件6a。所述以外的本实施形态的效果与第2实施形态相同。以上，一面参照具体例一面对实施形态进行了说明，但并不限定于这些实施形态，可进行各种变形。例如，开关元件及定电流元件并不限定于GaN系HEMT。例如，也可以是如下的半导体元件，即在半导体基板上使用如碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)或金刚石般的具有宽带隙的半导体(宽带隙半导体)而形成的半导体元件。此处，所谓宽带隙半导体，是指带隙比带隙约为1.4eV的砷化镓(GaAs)更大的半导体。例如包括带隙为1.5eV以上的半导体、磷化镓(GaP，带隙约为2.3eV)、氮化 镓(GaN，带隙约为3.4eV)、金刚石(C，带隙约为5.27eV)、氮化铝(A1N，带隙约为5.9eV)、以及碳化硅(SiC)等。此种宽带隙半导体元件在使耐压相等的情况下，可比硅半导体元件小，因此寄生电容小，可进行高速动作，所以可缩短开关周期，并可实现绕组零件或电容器等的小形化。另外，开关元件及定电流元件并不限定于均为常通形的元件或均为常断形的元件。例如，可将常通形的开关元件与常断形的定电流元件加以组合，另外，也可以将常断形的开关元件与常通形的定电流元件加以组合。虽已对本发明的若干实施形态及实例进行了说明，但这些实施形态或实例是作为例子而提示的实施形态或实例，并无对发明的范围进行限定的意图。所述新颖的实施形态或实例能够以其他的各种形态来实施，在不脱离发明的宗旨的范围内，可进行各种省略、替换、变更。这些实施形态或者实例或其变形包含在发明的范围或宗旨中，并且包含在权利要求的范围中所记载的发明及其均等的范围中。
权利要求
1.一种功率因数改善电路，其特征在于，包括: 电感器； 开关元件，串联连接于所述电感器的一端，当输入至所述电感器的另一端的输入电压相对高时，进行使接通的状态与断开的状态重复的开关动作，当所述输入电压相对低时，继续接通的状态，使输入电流流入至所述电感器； 定电流元件，串联连接于所述开关元件，并限制所述开关元件的电流； 反馈绕组线，与所述电感器进行磁耦合，并供给电压至所述开关元件的控制端子，控制所述开关元件；以及 控制电路，根据所述输入电压，控制所述定电流元件的定电流值。
2.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于:若所述输入电压变高，流过所述开关元件的电流以变动幅度变大的方式振动。
3.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于:当所述输入电压相对低时，所述开关元件继续接通的状态，使直流电流流动。
4.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于:所述控制电路在从所述电感器的一端输出的输出电压相对高时，减小所述定电流元件的定电流值，在所述输出电压相对低时，增大所述定电流元件的定电流值。
5.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于:所述控制电路以从所述电感器输出的输出电压变成固定的方式，控制所述定电流元件的定电流值。
6.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于:所述控制电路根据使所述输入电压与所述输出电压相乘所得的电压，控制所述定电流元件的定电流值。
7.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于:所述控制电路在所述输入电压为规定值以上时，使所述开关元件进行开关动作来进行自激振荡。
8.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于:所述控制电路在所述输入电压为规定值以上时，使所述开关元件作为斩波电路进行动作。
9.根据权利要求8所述的功率因数改善电路，其特征在于:所述控制电路在所述输入电压为规定值以上时，使所述开关元件以临界电流模式进行动作。
10.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于:所述控制电路在所述输入电压低于规定值时，使所述开关元件作为低阻抗元件进行动作。
11.一种电源装置，其特征在于，包括: 功率因数改善电路； 平滑电容器，通过所述功率因数改善电路来充电；以及 整流电路，其对交流电压进行整流后将脉动电压供给至所述功率因数改善电路中；且 所述功率因数改善电路包括: 电感器； 开关元件，串联连接于所述电感器的一端，当输入至所述电感器的另一端的输入电压相对高时，进行使接通的状态与断开的状态重复的开关动作，当所述输入电压相对低时，继续接通的状态，使输入电流流入至所述电感器； 定电流元件，串联连接于所述开关元件，并限制所述开关元件的电流； 反馈绕组线，与所述电感器进行磁耦合，并供给电压至所述开关元件的控制端子，控制所述开关元件；以及 控制电路，根据所述输入电压，控制所述定电流元件的定电流值。
12.根据权利要求11所述的电源装置，其特征在于:若所述输入电压变高，流过所述开关元件的电流以变动幅度变大的方式振动。
13.根据权利要求11所述的电源装置，其特征在于:当所述输入电压相对低时，所述开关元件继续接通的状态而使直流电流流动。
14.根据权利要求11所述的电源装置，其特征在于:所述控制电路在从所述电感器的一端输出的输出电压相对高时，减小所述定电流元件的定电流值，在所述输出电压相对低时，增大所述定电流元件的定电流值。
15.根据权利要求11所述的电源装置，其特征在于:所述控制电路以从所述电感器输出的输出电压变成固定的方式，控制所述定电流元件的定电流值。
16.根据权利要求11所述的电源装置，其特征在于:所述控制电路根据使所述输入电压与所述输出电压相乘所得的电压，控制所述定电流元件的定电流值。
17.根据权利要求11所述的电源装置，其特征在于:所述控制电路在所述输入电压为规定值以上时，使所述开关元件进行开关动作来进行自激振荡。
18.根据权利要求11所述的电源装置，其特征在于:所述控制电路在所述输入电压为规定值以上时，使所述开关元件作为斩波电路进行动作。
19.根据权利要求18所述的电源装置，其特征在于:所述控制电路在所述输入电压为规定值以上时，使所述开关元件以临界电流模式进行动作。
20.根据权利要求11所述的电源装置，其特征在于:所述控制电路在所述输入电压低于规定值时，使所述开关元件作为低阻抗元件进行动作。
全文摘要
本发明提供一种功率因数改善电路及电源装置，改善轻负载时的功率因数的功率因数。功率因数改善电路包括电感器、开关元件、定电流元件、反馈绕组线以及控制电路。所述开关元件串联连接于所述电感器的一端，当输入至所述电感器的另一端的输入电压相对高时，进行使接通的状态与断开的状态重复的开关动作，当所述输入电压相对低时，继续接通的状态，使输入电流流入至所述电感器。所述定电流元件串联连接于所述开关元件，并限制所述开关元件的电流。所述反馈绕组与所述电感器进行磁耦合，并对所述开关元件的控制端子供给电压来控制所述开关元件。所述控制电路根据所述输入电压，控制所述定电流元件的定电流值。
文档编号H02M3/156GK103187865SQ20121033233
公开日2013年7月3日 申请日期2012年9月10日 优先权日2011年12月28日
发明者北村纪之, 高桥雄治, 大武宽和 申请人:东芝照明技术株式会社