通用功率变换器的制造方法

通用功率变换器的制造方法
【专利摘要】用于在两个或更多口部之间变换电功率的方法和系统。任意或所有口部可以是DC、单相AC或多相AC。变换是通过多个双向传导和阻断的半导体开关实现的，所述半导体开关交替的在所述口部之间连接电感器和并联电容器，使得能量从一个或多个输入口部和/或相传输到电感器中，然后能量传输离开电感器至一个或多个输出口部和/或相，其中所述并联电容器促进“软”关闭，并且任意多余的电感器能量被返回到输入，也促进软开启和反向恢复。所述双向开关允许每个电感器/电容器循环两个功率传输，从而最大化电感器/电容利用并使用高输入/输出电压比率提供最优变换器操作。控制装置调节开关以实现期望的功率传输。
【专利说明】通用功率变换器
[0001] 本申请是申请日为2007年6月6日、国际申请号为PCT/US2007/013552、国家申请号为200780029208.4、发明名称为“通用功率变换器”的发明专利申请的分案申请。
_2] 与其它申请的交叉引用
[0003]本申请要求2006年6月6日提交的美国临时申请60/811，191的优先权，该申请通过引用包含于此。
[0004]【背景技术】和


【发明内容】

[0005]本申请涉及电功率变换，并且更具体地涉及降压-升压式变换器电路、方法和系统，该降压-升压式变换器电路、方法和系统可以进行DC至DC、DC至AC和AC至AC变换，并且适用于下列应用，包括:线路功率调节器、电池充电器、混合动力车辆功率系统、太阳能系统、马达驱动件和市电变换。
[0006]已经提出多种技术用于从一种形式到另一种形式的电功率的电子变换。图3中示出:通常商业使用的用于以固定频率和电压市电的可变频率和电压关断操作三相感应马达的一种技术是在PWM控制下的输入二极管桥、DC链电容器和输出有源开关桥的AC-DC-AC技术。因为不需要磁部件而只需要6个有源开关，该马达驱动件技术(“标准驱动件”)产生紧凑型且低成本的马达驱动件。
[0007]然而，标准驱动件存在许多困难。虽然名义上与输入电压同相，但输入电流典型的以脉冲方式汲取。这些脉冲导致在整个配电系统中的增加的电损耗。该脉冲还导致在DC链电容器中较高的损耗。这些损耗降低了驱动件的效率，并且还减少了 DC链电容器(通常为铝电解型)的使用寿命，DC链电容器在任何情况下具有有限寿命。如果电源的阻抗太低，该脉冲可能变得太大以至于不能管理，这种情况下，必须增加输入线路中的电抗，这增加了驱动件的损耗、尺寸、成本和重量。还有，输出部分的可用电压被减少了，当需要全功率、全速度马达运行时，这可能导致输出波形上的产生损耗的谐波或低于设计的电压。
[0008]由于固定的DC链电压，通常使用脉冲宽度调制(PWM)来操作输出开关以将准正弦电流波形合成到马达，使用马达的电感将来自驱动件的高电压切换波形转变成对于电流的更加正弦的形状。虽然这确实消除了较低阶谐波，但由于涡电流损耗、附加的IR(以欧姆测定的)加热和电介质损耗，得到的高频谐波导致马达中附加的损耗。这些损耗显著的增加马达的额定损耗，其降低能量效率、导致较高马达温度，其减少马达的有效寿命，和/或减少从马达可用的功率。此外，由于传输线路效应，马达可能经受双倍于额定峰峰线路电压的电压，其通过降低其绝缘而减少马达的寿命。所应用的马达电压也没有相对于地被平衡，并且可能具有从这样的平衡的突然偏离，这可能导致电流通过对于接地马达框架的马达轴承，导致轴承损伤和马达寿命的减少。在马达输入处的突然的电压摆动也导致从马达发出讨厌的声音。
[0009]在该马达驱动件中使用的输出开关必须构建为用于非常快速的操作和非常高的dV/dt，以便在PWM切换期间最小化损耗。这种需要导致具有急剧的减少的载流子寿命和有限内部增益的开关的选择。这又降低每个设备的电导，使得对于给定量的电流需要更多硅面积。此外，开关必须构建为在输出线路的情况下提供电流限制，其在该开关上施加附加的设计折衷，这又增加了它们的成本和损耗。
[0010]标准驱动件的另一个问题是DC链电压必须总是小于最高的线-线输入电压的平均值，使得在输入电压减少期间(例如当跨线路的其它马达被启动时)，DC链电压不足以驱动该马达。
[0011]标准驱动件的又一个困难是其对输入电压瞬变的敏感度。每个输入开关必须能够经受住完全、瞬时线-线输入电压，或至少在任意输入滤波器后的电压。即使使用诸如金属氧化物变阻器的合适的输入保护设备，如可能由闪电产生的剧烈的输入瞬变也可以产生超过2.3倍的正常峰值线-线电压的线-线电压。这需要对于相应的高电压(例如，对于460VAC驱动件的1600V)对该开关设定功率，这增加了驱动件的每安培的成本。
[0012]标准驱动件也不能从DC链返回功率至输入(再生)，并且因此对于必须使用大惯性或重力负载来快速停止马达的任意应用需要大制动电阻器。
[0013]对上述基本马达驱动件的改进是可得到的，也如图3中所示，但是总会导致更高的成本、尺寸、重量和损耗。例如，为了减少输入电流谐波(失真)并且允许再生，二极管桥可以被等同于输出开关桥的有源开关桥代替，其伴有包含电感器和电容器的输入滤波器，这些都导致较高的成本和驱动件损耗。再如图3中所示，输出滤波器(“正弦滤波器”)可用于将输出电压波形改变为正弦曲线，但也是以较高成本、尺寸、重量和损耗为代价的。
[0014]AC-AC线路调节器以类似的方式构建为具有输入和输出滤波器和有源前端的标准驱动件，并且其也遇到上述问题。
[0015]已知其它马达AC-AC变换器，例如矩阵变换器、电流源变换器、或各个谐振AC和DC链变换器，但这些需要快速切换设备和大量的输入和/或输出滤波器，或者大、有损耗并且昂贵的电抗部件，或者，如在矩阵变换器的情况中，不能提供等于输入电压的输出电压。
[0016]术语“变换器”有时用于专门指DC到DC变换器，与DC-AC “逆变器”和AC-AC “循环变换器”区别。然而，在本申请中，词语变换器使用其广义，指所有的这些类型和更多。
[0017]需要的是这样一种变换器技术:其以低谐波和整功率因数从公用线路汲取功率，即使在输入电压减小的情况下也能够以全输出电压操作，允许其开关在关闭和开启期间以低应力操作，对线路故障固有免疫，产生具有低谐波并且没有共模偏移的电压和电流输出波形同时在全输出频率范围适应所有功率因数，以高效率操作，以及以合理成本在紧凑的、轻质的封装中完成这些。
[0018]在专利和学术文献中示出了 DC-DC，DC-AC和AC-AC降压-升压式变换器，其具有前述期望性质的至少一些。经典的降压一升压式变换器以连续电流操作电感器，并且该电感器可以具有输入和输出绕组以形成用于隔离和/或电压/电流转变的变压器，在这种情况下其称为反激变换器。有很多基本变换器的例子，所有这些例子必须被硬切换并因此不具有软切换的性质，这导致减少的变换器效率和较高的成本。图4中不出来自 K.Ngo 的"Topologyand Analysis in PWM Invers1n, Rectificat1n, andCycloconvers1n" Dissertat1n California Institute of Technology(1984)的硬切换3相至3相的降压-升压式变换器的例子。
[0019]一种所提出的DC-AC降压-升压式变换器(在美国专利5，903，448中)在其输出部分包括双向传导/阻断开关用于适应四象限操作，具有AC输出和双向功率传输。然而，输入不能是AC，并且其使用硬切换。
[0020]通用功率变换器
[0021]本申请披露用于功率变换的新方法。链电抗被连接到在输入和输出侧二者上的切换桥，并被驱动为全AC波形。
[0022]在一些优选的实施例中(但不是所有的都需要)，链电抗被以非正弦波形驱动，这与谐振变换器不同。
[0023]在一些优选的实施例中(但不是所有的都需要)，容性电抗被用在输入和输出侧上。
[0024]在一些优选的实施例中(但不是所有的都需要)，切换桥被构建成具有双向半导体设备，并在软切换模式中被操作。
[0025]在一些优选的实施例中(但不是所有的都需要)，在链电抗的每个循环期间，输入切换桥被操作用于从多相输入的不同的相路(leg)提供两个驱动相。优选的，输出桥类似地进行操作，以在电抗的每个循环期间提供两个输出连接相。
[0026]在一些优选的实施例中(但不是所有的都需要)，链电抗使用与分立电容器并联的或其本身具有闻寄生电容的电感器。
[0027]在各个实施例中，所披露的新技术提供了至少下面优点的一个或多个:
[0028].高带宽有源控制能力-比谐振或电压源或电流源变换器更高
[0029].设计通用性
[0030].功率效率
[0031].设备电压额定值的最优使用
[0032].高功率密度变换器
[0033].高功率质量(具有最小滤波的低输入和输出谐波)
[0034].电压降压和升压能力
[0035]?双向、或多向功率传输能力
[0036].高频功率变压器能力，允许紧凑有源变压器和全电流隔离(如果期望)
[0037].即使没有变压器情况下的输入-输出隔离，允许没有共模电压的输出
[0038].缺乏用于缓冲的辅助功率电路而得到的适度零件数
[0039].高带宽有源控制能力-比谐振或电压源或电流源变换器更高

【专利附图】

【附图说明】
[0040]参照附图描述所披露的本发明，其中附图示出了本发明的重要示例实施例并且其通过引用包含在说明书中。这些附图以示例而非限制的方式进行解释说明。
[0041]图1示出在具有双向传导和阻断开关(BCBS)的三相AC全循环拓扑结构中的全桥降压-升压式变换器的示例实施例。每个BCBS如在美国专利5，977，569的图2中出现的所示，也如图2的开关201所示。输入滤波器电容器130放置在输入相之间并且输出滤波器电容器131类似的接附在输出相之间，以便紧密接近电压源并平滑由开关和电感器120产生的电流脉冲。输出滤波器电容器优选的接附在所示的接地的Y形配置中。在一些应用中可能需要输入线路电抗器132以将在输入电容器130上的电压纹波与市电122隔离。
[0042]图2a_2d示出基本双向传导和阻断开关(BCBS)的四种替代形式。图2a是市场上可得到的反向阻断IGBT(IXRH 40N120，1200伏特，55A)的反并联对。图2b是引自美国专利5，977，569的开关。图2c是与二极管串联的市场上可得到的IGBT的反并联对。图2d是市场上可得到的GTO的反并联对。很多其它BCBS开关配置也可能。每个BCBS可以在任一方向中阻断电压和传导电流。
[0043]图3示出“标准驱动件”的现有技术，其是最常用的可用低压马达驱动件类型，并且是电压源脉冲宽度调制(PWM)拓扑结构。还示出各种选择以允许该驱动件实现更加可接受的操作，其包括可选EMC和/或RF滤波器301、可选谐波滤波器302、充电电阻器303、DC接触器304、可选DC轭流器305、可选制动控制器和电阻器306以及可选输出正弦滤波器307。
[0044]图4示出传统的硬切换三相至三相AC降压-升压式变换器。
[0045]图5示出传统的软切换“部分谐振”三相至三相AC降压-升压式变换器，其具有单向开关，遭受1)当没有功率被传输时，长静止谐振“回摆(swingback)”时间，2)随着输入和输出之间的电压比率的增加，极大降低的操作频率，以及3)当输出电压接近0时，不能做汇(sink)或源输出电流，其包括输入开关501、部分谐振链502、输出开关503和输出滤波器504。
[0046]图6示出变换器的电感器电流和电压波形，包括在时间周期M4中电感器电压的“回摆”。
[0047]图7示出现有技术谐振链逆变器，其与本发明表面上相似，但实际上完全不同，因为电压是正弦的并且额定输入电压加倍，而且开关仅用于连接正或负链半循环至输入和输出，其包括AC开关701和感应马达702。
[0048]图8示出美国7，057，905的现有技术，其与本发明具有一些类似之处:其是使用双向开关的降压-升压式变换器。然而，其基本上是传统的、硬切换、降压-升压式变换器，其使用双向开关以允许其利用在电感器中的DC部件在任一方向中操作。
[0049]图9示出图11、12和13的电流切换例子的输入线路电压，具有对应于图1中那些的相标号，其中虚线表示电路电流在输入波形中的位置。
[0050]图10示出图11、12和13的电流切换例子的输出线路电压，具有对应于图1中那些的相标号，其中虚线表示电路电流在输出波形中的位置。
[0051]图11概述在图12和13的电感器循环和其周围的一些电感器循环的线路和电感器电流波形。
[0052]图12a_12j示出在从输入至输出以全负载传输功率时的典型的循环中在电感器上的电压和电流波形，如当马达在全功率、包括全输出电压的情况下操作时图5中所发生的。图12b和图12g用于概述在模式之间电感器/电容器电压斜变的电流，图12b示出对于正电感器电流，而图12g对于负电感器电流，图12a、图12c-12f和图12h_12j分别表示8个电流切换模式中的模式1-8。当提到最小电压相对时，其是指具有相反电流的相对，不一定是指最小电压相对，由于其通常是具有相同方向上的电流的相对。图12a-12j中1201指市电接口，1202指感应马达。在图12a、12c、12f、12h的例子中，对电感器充电，在12b、12d、12e、12i的例子中，电感器放电，且在12f和12h_12j的例子中，反向电感器电流。
[0053]图13不出对应于图12的全功率条件的电压和电流波形，其传导模式号对应于图12的模式号，其中Vout略小于Vin。
[0054]图14类似于图13，但示出对于全输出电压的大约一半的输出电压的电感器电压和电流，其中Vout是Vin的1/2。
[0055]图15示出本发明的实施例，其具有全桥三相循环拓扑结构，带有控制和I/O滤波，包括所需的三相输入线路电抗器用来把在输入滤波器电容器上小的但是高频的电压纹波与市电隔离，其中1501指输入电压、1502指电感器电流、1503指输出电压、1504指电感器电压、1505指感应马达和1506指市电接口。
[0056]图16不出对于具有等于输入电压的输出电压的DC或单相AC变换器的电流和定时关系。
[0057]图17示出与图16相同的电流和定时关系，但具有输入电压1/2的输出电压。
[0058]图18是电子数据表，利用所示的等式，随着电流放电时间的改变，对于一组给定的条件计算平均输出电流。这些等式可以用在控制系统中，用于控制开关定时以给出所命令的输出电流。
[0059]图19示出对于所说明的具有四个输出电压的条件图18的电子数据表作为输出放电时间的函数的结果。在曲线上还标记了电感器操作频率。
[0060]图20是图16和图17的一种形式，其不出对于输出电压是输入的1/2的再生条件的电感器电流和定时。
[0061]图21示出具有DC或单相口部的本发明的实施例，其包括第一口部2101和第二口部2102。如果口部的一个是DC的，且总是比其他口部电压高，可以在该口部上使用单向阻断开关。
[0062]图22示出如与在反激配置中的其它降压-升压式变换器相同的具有变压器/电感器的本发明的实施例，其包括第一口部2201和第二口部2202。如果期望全隔离和/或电压电流切换，本发明的任意实施例可以使用变压器/电感器来代替电感器。即使没有变压器，仅使用电感器，由于输入和输出线路从来不直接连在一起，也提供一定程度的隔离。如果使用变压器/电感器，变压器必须具有至少一些空气间隙，以便产生在所使用的峰值电流处不饱和的磁化电感。
[0063]图23示出在混合单相AC和多个DC 口部的四口部(除了市电口部2301外还包括其他三个口部)应用中的本发明的实施例，如可以有利地用于太阳能应用。其它拓扑结构必须使用至少两个分离的变换器来处理这样的多口部。由于给源供以功率的是DC并且功率可以仅被传输出设备，接附至太阳能源的开关只需要是单向开关。如果仅DC输出的源总是保证具有高于所有其他电压源的电压，开关甚至可以是非反向阻断的。
[0064]图24示出在混合三相AC 口部和一个DC 口部的三口部应用中的本发明的实施例，如可以有利的用于混合动力电动车辆应用。
[0065]图25示出作为在具有BCBS的单相AC或DC拓扑结构中的半桥降压-升压式变换器的实施例。该半桥拓扑结构需要一半数量的开关，但也只得到对相同开关额定值的一半的功率传输以及在输入和输出滤波器中较高的每单位纹波电流。
[0066]图26示出在具有BCBS的三相AC拓扑结构中的半桥降压-升压式变换器中的示例实施例。再次，该半桥拓扑结构需要一半数量的开关，但也只得到对相同开关额定值的一半的功率传输以及在输入和输出滤波器中较高的每单位纹波电流。
[0067]图27示出在单相至三相同步马达驱动件中的示例实施例，其包括同步马达2701。
[0068]图28示出具有双重、并联的“功率模块”的示例实施例，每个功率模块包括12个双向开关和一个并联电感器/电容器。在多路变换中，显然多于两个功率模块可以被用于附加的选择，其包括市电接口 2801和电感马达2802。
[0069]图29示出作为三相功率线路调节器的本发明的实施例，其中三相功率线路调节器可以作为有源滤波器和/或电源或吸收无功功率以控制在市电线路上的功率因数，其包括市电接口 2902。

【具体实施方式】
[0070]本申请的多个新颖教导将具体地参照目前的优选实施例(作为例子，而非限制)进行描述。
[0071]与其它方法的对比
[0072]采用谐振技术以实现软切换的DC-DC降压-升压式变换器也在专利文献(例如，1986年10月7日授于的4，616，300，2002年6月11日授于的6，404，654)中示出。这些不能进行DC-AC或AC-AC操作，并且由于输出DC电压必须大于一定的最小值以便实现功率开关的零电压开启，也限制在它们的DC-DC范围内。与该现有技术相比，下面描述的本发明在输入和输出口部之间的相对电压上没有限制，并且功率传输是双向的。
[0073]在Kim等人的"NewBilateral Zero Voltage Switching AC/ACConverter UsingHigh Frequency Partial-resonant Link" , Korea Advanced Institute of Science andTechnology, (IEEE 1990)中描述了并在图5中示出了“部分谐振”3相AC-AC降压-升压式变换器，其使用单方向开关。该变换器具有许多期望的性质，包括软切换，但是与下面描述的本发明电路和方法有重大的差异:
[0074]1)显著减少电感器/电容器的使用，
[0075]2)具有负载于输入/输出电容器上的较高每单位RMS电流，
[0076]3)对于给定的关闭条件具有较低操作频率，这导致较大、较昂贵和较低效率的1/0滤波，
[0077]4)对于足够低的输出电压和/或功率因数，不能递送电流至输出或从输出接收电流，
[0078]5)并且当输出功率因数和/或输出电压接近于0时，不具有在操作频率上的下限。
[0079]降低的操作频率可以导致与所需的输入滤波器的破坏性谐振。在该参考文献中未示出输入滤波器，但通常需要。如图6中所示(从Kim等人的文献中也有示出)，时间周期M4，当电感器/电容器上的电压从输出电压回到输入电压谐振摆动时，从谐振“回摆”时间得到减少的电感器/电容器利用，并且在全功率通常需要总功率循环的33%，使得对于时间的33 %没有功率传输发生。因此，对于电感器的每个循环，变换器仅实现一个功率传输循环，然而优选的，图1的变换器每个电感器循环具有两次功率传输，如通过使用双向开关而实现的。
[0080]图7 不出来自 Rajashekara 等人的"Power Electronics " , The ElectricalEngineering Handbook的第三十章(ed.R.Dorf2000)中的另一个现有技术的变换器。该变换器表面上与图1的变换器相似:其具有12个双向开关和一个并联的电感器/电容器；但是拓扑结构是不同的，并且操作模式完全不同。图7的变换器没有1/0滤波器电容器，并且实际上不能带有这样的电容器操作。图7的变换器实际上是谐振链变换器，使得电感器/电容器电压和电流如图中所示是正弦的并且谐振。该变换器必须通过电感(例如，线路电抗器、变压器或马达电感)与电压源和汇隔离，这是因为其开关和所述电感之间的电压快速的摆过相当于峰值线-线电压的几乎两倍的范围。(如所示的，对于电感器/电容器的每个半循环，通过选择性的启用/关掉适当的开关对，各种这样的高电压施加在输入和输出电感上。)通过对比，图1的变换器不是谐振的，并且峰值电感器电压仅是峰值线-线电压。图1的变换器不能像图7的变换器那样操作，并且图7的变换器不能像图1中的本发明那样操作。
[0081]美国专利7，057，905示出具有双向开关的降压-升压式功率变换器和对其操作的方法。这是传统的硬切换降压-升压式变换器，由于其不具有与电感器并联的电容，并且每个电感器循环只有一个功率循环，除了附加的输入开关能力允许其在任一方向上具有电感器DC偏移电流的情况下操作。在单个功率循环期间还可以应用两个极性至电感器，以更好地控制操作频率。
[0082]与本发明相比，美国7，057，905在电感器中具有DC偏置电流的情况下操作，使得其不能如本发明一样每个电感器循环进行两个功率循环，并且因此不能软切换。如图8所示，因为只具有两个输出开关80和81，所以禁止这样做，使得:为了在一个方向传输电流至输出，电感器电流必须也在相同的方向。因此，为了产生流入输出电容器24的电流，电流必须“向上”流过电感器82。为了补充传输到输出的电感器能量，电感器必须被重新连接至具有相反极性的输入，其是硬切换操作，需要通过开启两个合适的输入开关进行输出开关80和81的硬反向关闭。相比之下，本发明简单的关闭两个输出开关，这随后导致电感器电压增加至输入电平，但具有与之前的输入连接相反的极性，并且多余的电感器能量(如果有的话)返回到输入，并且随后电感器电流反向，在通过将电感器连接至具有相反极性的输出的附加的双向开关(所述开关在美国7，057，905中不存在)促进下，之后电感器能量再次传输至输出，但具有相反的电流。附加的，因为在本发明中电感器电压从不由其“自然”方向强加，则允许与电感器并联的电容来促进软关闭。本发明的所述软切换允许本发明以更高切换频率操作，结果在电抗部件尺寸和损耗方面具有大的减少。
[0083]降压-升压式谐振变换器的现有技术不能像本发明这样在“全循环”模式下(下面描述)操作，其中，电感器(或变压器)在任意绕组中没有DC成分的情况下以全交变电流操作。该操作模式需要双向(AC)开关，并且对于电感器/电容器的每个循环产生两次功率传输，得到电感器/电容器和I/O滤波器的较好利用，同时还允许电流以低输出电压或低功率因数传输。
[0084]上述的缺点并非意于穷举，只是在众多损害之前已知的功率变换的技术的效率的缺点中的一些。也可能存在其它值得说明的问题；然而，这里所提及的足以说明本领域中出现的方法还没有完全令人满足。
[0085]重点和总览
[0086]通过所披露的技术减少或消除上面所列的缺点。这些技术可应用于大量的应用，包括但不限于所有的DC-DC，DC-AC，和AC-AC功率变换。
[0087]本申请披露通常为降压-升压式系列的功率变换器，但其使用与降压-升压式电感器并联的电容以实现在半导体开关上的低的关闭切换应力(即，“软切换”)，允许使用相对慢和便宜的开关，所述电容为单独寄生的或具有附加的分立设备。如下面所讨论的，在可选的所披露的实施例中，没有这种附加电容的操作也是可能的，而以较高的正向关闭切换损耗为代价。图5的变换器没有并联电容器不能操作，因为其随后将变成Ngo的经典的硬切换降压-升压式变换器。
[0088]在图1和各种其它所披露的实施例中，即使很少或没有使用并联电容，开关开启总是在开关从反向转变至正向偏置时发生，允许低的开启损耗。开关的反向恢复利用低速率的电流下降来完成，并且具有低反向恢复电压，导致接近零损耗的反向恢复切换。
[0089]下面描述的实施例被认为是在全交变电流(AC)模式下降压-升压式电感器的第一应用，全交变电流(AC)模式在这里称为“全循环”模式并且导致每电感器循环两次功率传输。包括上面所引用的Ngo和Kim的参考文献中那些的降压-升压式变换器在电感器电流中具有DC偏置，而且每个电感器循环只有一次功率传输。
[0090]所披露的发明还可以用于DC-AC，AC-DC，AC-AC，或DC-DC变换，只要不超过开关的电压额定值，所包含的电压的相对幅度就没有限制。然而，如果该实现为使得一个口部总是具有比其他口部更高的电压，则连接至所述较高口部的开关需要仅能够在一个方向上阻断电压。
[0091]全电隔离和/或较大电压和电流变换可以通过使用电感器/变压器代替简单的电感器来实现。注意到电感器/变压器将通常不会同时在两侧具有电流，所以其操作更像分离的电感器(如在反激变换器中)而不像简单变压器(如在推挽式变换器中)。降压-升压式和推挽式之间另一个显著差异是推挽式输出电压固定为输入电压的倍数或分数，如由阻数比给定，而降压-升压式没有这种限制。在http://en.wikipedia.0rg/wiki/Push-Pull-Converter中描述推挽式拓扑结构，其(以其申请日的声明中)通过引用包含于此。推挽式与降压-升压式或反激变换器存在大的不同，这是由于变压器不是作为能量传输电感器来操作的。在降压-升压式或反激中，输入电流将能量泵浦到磁场中，该能量随后被排出用于驱动输出电流；因此输入和输出电流在不同时间流动。
[0092]电感器/变压器泄漏电感通常是降压-升压式设计的显著关注点。这通常通过最小化泄漏来处理，并且有时通过加入电路元件来处理。通过对比，下面描述的本发明可以承受大的寄生电容，并且因此可以指定具有非常接近的绕组的电感器或变压器来最小化泄漏电感。标准硬切换降压-升压式不能承受寄生电容，这使得对于那些配置最小化泄漏电感非常困难。
[0093]在各个实施例中，创新的变换器电路由半导体开关、电感器、有利的与电感器并联的电容器、以及输入和输出滤波器电容构建。控制输入开关的控制装置首先连接最初在零电流的电感器至输入电压，除了在启动时，其可以是三相输入中的DC或最高线-线电压AC对，在启动时使用接近于零电压线路对。当电流达到由控制确定的点以导致期望的功率传输速率时，则该控制关闭那些开关。然后，电流在电感器和电容器之间流通，这导致电压增长的相对低速率，使得在跨过它们的电压显著上升之前开关基本上被关闭，导致低的关闭损耗。
[0094]使用DC或单相AC输入，从输入不汲取其它电流。使用3相AC输入，控制将再次连接电感器至输入线路，但这次连接至具有较低电压的线-线对然后是第一对。开启在相关的开关从反向转变至正向偏置时完成。在汲取适当量的电荷后(如果控制确定没有电流从所述对汲取，例如，如该对处于零电压并且期望输入整功率因数，其可以是零)，相关的开关再次关闭。在大多数条件下，电感器上的电压将随后反向(由于并联电容，其具有相对低的电压改变速率)。使用3相AC输出，在相关的开关变成正向偏置以后,该控制将开启开关以允许电流从电感器流至需要电流的线路的最低电压对，在已经传输合适量的电荷后，控制关闭开关。然后，电感器电压斜升到对于3相AC的最高输出线-线对或到对于单相AC或DC的输出电压。再次，开关被开启以传输能量(电荷)至输出，随着电压斜升，从反向转变至正向偏置。如果输出电压大于最高输入电压，允许电流降至零，其以低速率电流减少关闭开关，这允许使用相对慢的反向恢复特性。如果输出电压小于最高输入电压，在电流停止之前开关被关闭，使得电感器电压斜升至输入电压，使得维持零电压开启。可选地，在之前所述所提到的点之前可以关闭开关，以便限制进入输出的电流的量。在该情况下，由于在电感器中的电流，通过开启开关以引导电流从电感器流到三相的最高电压对或单相AC或DC输入中将多余的能量引导回到输入。
[0095]在三相AC变换器中，控制分配给每个输入和输出线路对的每循环的相对电荷，以匹配在每个线路(相)上的相对电流水平。在上面的情况后，当达到零电流时，使用与所述第一半循环中使用的开关互补的开关，电感器被重新连接至输入，但具有与所述第一连接反向的极性。该连接可以在零电流之后马上发生(或如果输入电压小于输出电压，在零电流后不久，以允许电容器电压时间斜回降)，给予电感器的功率传输能力的完全利用。不需要像在图5和6中所示的Kim变换器的时间周期M4中那样的谐振反向。
[0096]所披露的实施例在任意输出电压、功率因数或频率的条件下固有的能够再生，所以在马达驱动件或风力应用中，马达可以作为发电机，返回功率至市电线路。
[0097]在AC马达驱动件的实现中，输入和输出滤波可以像线对中性点连接电容器一样少。因为由于使用软切换而切换损耗非常低，降压-升压式电感器可以在高电感器频率操作(对于低电压驱动件通常5到20kHz)，允许单个的、相对小的、并且低损耗的磁设备。电流脉冲频率是电感器频率的两倍。该高频率还允许输入和输出滤波器电容器相对小，具有低的高频率纹波电压，这又允许小、低损耗线路电抗器。
[0098]利用本发明的升压能力，通过临时从输入汲取更多电流来适应输入电压“下跌”以维持恒定功率汲取和输出电压，避免昂贵的关闭或甚至到应用的转矩损耗，输入电压下跌在当其它马达跨过线路被连接时常见。
[0099]变换器和所接附的电压源(市电)或汇(sink)(马达、另一个市电、或负载)之间的全滤波器包括线路电容(线-线或线对中性点，如在Y型或德尔塔型中)，和串联线路电感(或如其通常所称的线路电抗器)。当驱动马达时，线路电抗正是马达的电感。我在我的优选实施例中示出该L-C滤波器，并且还在我的较前的权利要求中提到它。所以其是功率滤波器，并且其对于变换器作了重要调节。
[0100]该优选的变换器受益于具有在输入和输出的非常低阻抗的电压源和汇。(这是与在I/O具有线路电抗(电感器)而不是电容的图7的变换器的显著差异。)链电感器电流必须能够在链电容器和I/O电容器之间非常快速切换，并且线路电抗将阻止其发生，并且实际上将可能破坏开关。优选的，认真的实现变换器的物理构造以最小化可能损害链电抗切换的所有这种电感。
[0101]线路电容本身不需要实际上是任意特定值，但为了正确的操作，当对链电感充电或放电时，线路电容上电压的改变应该仅是初始电压的小部分，比如说小于10%。还有其它限制。对于20hp，460VAC原型，80yF的线对中心点电容仅导致1%-2%的纹波电压。(选择该大电容，以便在电容器的电流额定值中得到纹波电流。)对于相同的电流额定值，可以使电容器具有较低的uF，得到较小的、较便宜的电容器，以及较高电压纹波，而这是所有现在能够得到的。
[0102]另一个重要的考虑是由线路电抗和线路电容(I/O功率滤波器)的L-C形成的谐振频率。该频率必须低于链功率循环频率，以便不使滤波器与线路电容上的电压纹波谐振。对于我的20hp 460VAC原型，链频率是10kHz，所以链功率循环频率是20kHz (每个链电压循环2次功率循环)，并且L-CI/0的谐振频率低于2kHz，所以其工作良好。
[0103]所以，总之，电容需要足够大以合理地稳定I/O电压，来允许链电感器充电/放电恰当地发生，并且L-C谐振频率需要小于链电压频率的两倍，并且通常低至少4-10倍。
[0104]还应该注意的是，在线路滤波器上太大电容可以导致在市电连接上多余的电抗功率。
[0105]审详细描沭
[0106]首先参照图1，示出了实施本发明的三相变换器100的示意图。变换器100连接至第一和第二功率口部122和123，每个功率口部可以是源或汇功率，并且每个具有对于口部的每个相的端口。所述变换器100的功能是在适应口部之间的电压、电流水平、功率因数和频率的宽范围的同时在所述口部之间传输电功率。所述第一口部可以例如是460VAC三相市电连接，而所述第二口部可以是三相感应马达，该三相感应马达将以可变频率和电压操作，以实现所述马达的可变速度运行。本发明还适应在相同电感器上的附加口部，如在图23和24中所示，可能期望适应到和来自其它功率源和/或汇的功率传输。
[0107]参照图1，变换器100包括连接在链电感器120的第一端口 113和输入口部的每个相124到129之间的第一组电子开关Slu，S2u，S3u，S4u，S5u，和S6u，和类似的连接在链电感器120的第二端口 114和输出口部的每个相之间的第二组电子开关511，521，&1，541，551，和S61。链电容器121与链电感器并联连接，形成链电抗。这些开关的每个能够在两个方向传导电流和阻断电流，并且可以包括图2的双向IGBT 201，如在美国专利5，977，569中所示。可以将许多其它这种双向开关结合，例如图2的反并联反向阻断IGBT200。
[0108]如图2的所有开关所示，这些开关结合的大部分包括两个独立控制的门，每个门控制电流在一个方向流动。在下面的描述中，假设在每个开关中使用两个门开关，并且在开关中所启动的唯一门是开关的随后操作所期望的方向上控制电流的门。因此，当下面所提到的每个开关将被启动时，所述启动发生在传导发生之前，因为在被启动的瞬间，开关的该部分被反向偏置，并且不传导直到其由于电感器和电容器的并联对上的电压改变而变为正向偏置。只有一个门的任何开关实施例(诸如嵌在全波桥整流器中的单向开关)必须仅在跨过其的电压非常小时被启动，这需要准确且精确的定时，而这种定时在实际中难以实现。
[0109]变换器100还分别具有输入和输出电容器滤波器130和131，其平滑由切换电流进入和离开电感器120而产生的电流脉冲。可选的，线路电抗器132可以被加入到输入以将输入电容器滤波器131上的电压纹波与市电和可以被接附至市电线路的其它设备隔离。类似的，如果应用需要，另一个线路电抗器(未示出)可以用在输出上。
[0110]为了说明的目的，如在图13中所示，假设功率在电感器/电容器的全循环中被从第一口部传输至第二口部。还假设，如在图9中所示，在功率循环开始的瞬时，相Ai和Bi具有第一(输入)口部的最高线-线电压，链电感器120没有电流，并且链电容器121被充电至与相八1和&之间存在的相同的电压。如在图15中所示，现在，控制器FPGA 1500打开开关Slu和S21，因此电流开始从相八1和&流入链电感器120，如图12a的模式1所示。图13示出在图12的功率循环期间的电感器电流和电压，传导模式序列1300对应于图12的传导模式。在每个模式间隔期间，在链电抗上的电压几乎保持恒定，仅改变在该间隔期间相电压变化的少量。在达到合适的电流水平以后，如由控制器1500确定来实现所期望的功率传输水平和输入相之间的电流分布，开关S21被关闭。如在图12b中所示，电流现在流通于链电感器120和链电容器121之间，其被包含在电路中用于减慢电压改变的速率，这又大大的降低了在每个开关中其关闭时被消散的能量。在本发明的非常高频率的实施例中，电容器121可以单独包括电感器的寄生电容和/或其它电路元件。
[0111]如在图6c和图13的模式2所示，为了继续该循环，接下来启动开关S31，以及之前启动的开关Slu，当链电抗电压降至刚好小于跨过相^和q的电压时，对于该例子其被假设为具有比相Ai和Bi低的线-线电压，如在图9中所示，开关Slu和S31变为正向偏置并开始进一步增加流入到链电感器的电流，并且进入链电容器的电流暂时停止。当达到所期望的峰值链电感器电流时，两个“接通的”开关Slu和S31关闭，所述峰值链电感器电流确定可以被传输至输出的每个循环的最大能量。然后，链电感器和链电容器再次交换电流，如图12b所示，结果链电抗上的电压在图13的模式2和模式3之间改变符号，如曲线图1301中所示。现在，如图12d中所示，启动输出开关S5U和S61，并且开始传导电感器电流进入马达相A。和B。，在该例子中假设在此时刻其在马达上具有最低线-线电压，如图10中所示。在电感器能量的部分被传输至负载之后，如由控制器所确定的，开关S5U被关闭，S4u被启动，致使电流再次流到链电容器中，这增加链电感器电压直到其变得略微大于相&和Q的线-线电压，在该例子中假设其在马达上具有最高线-线电压，如图10中所示。如在图12e中所示，剩余链电感器能量的大部分然后被传输至该相对(进入马达)，将链电感器电流降至低水平。然后，关闭开关S4u和S61，导致链电感器电流再次将被分流至链电容器，升高链电抗电压至略微高于相^和&上的输入线-线电压。任意多余的链电感器能量返回至输入。然后，链电感器电流反向，并且上述链电抗电流/电压半循环重复，但使用与第一半循环互补的开关，如图6f-6j中，和传导模式序列1300中，以及曲线图1301和1302中所示。图12g示出链电抗电流在电感器的负电流半循环期间在传导模式之间交换。
[0112]图11概述对于在图12和13的循环处和该循环周围的一些链电抗循环的该线路和电感器电流波形。
[0113]注意到，在每个链电抗循环期间发生两个功率循环:参照图12a_12i，功率在模式1和模式2期间被泵浦进入，在模式3和4期间被排出，在模式5和6期间再次进入，而模式7和8期间再次排出。使用多相路驱动件产生8个模式而不是4个，但即使不使用多相输入和/或输出，在电感器电流的一个循环期间，两个连续的输入和输出循环的存在也是值得注意的。
[0114]如在图12和图13中，传导模式序列1300，和在曲线图1301和1302中所示，链电抗继续在被连接至合适的相对和根本不连接之间交替，电流和功率传输发生在连接时，并且相之间的电压斜变发生在不连接时(如发生在接近的间隔的虚的垂直线之间，其中在图13中的1303是一个例子)。
[0115]通常，当控制器1500认为需要时，如本领域所已知的，例如通过升高开关200上的门204(图2)的电压到相应端子205上，启动每个开关。此外，每个开关被启动(优选的，两个门形式的开关)，而被启动的开关的部分是零或反向偏置，使得开关不开始传导直到改变的链电抗电压使得开关变得正向偏置。可以使用单个门AC开关，如嵌入在四个二极管桥整流器中的单向开关，但难以实现零电压开启，并且传导损耗较高。
[0116]在图15中，通过电感器的电流由传感器1510感测，并且FPGA 1500积分电流以确定输入和输出口部的每个相(端口)中流动的电流。相电压感测电路1511和1512允许FPGA 1500控制接下来启动哪个开关以及何时启动。
[0117]相比之下，注意到图8的现有技术结构具有在输入上的四个双向开关，而在输出上两个，链电感器(没有并联电容器)在中间。该专利是硬切换降压-升压，并且，类似于所有现有降压-升压式变换器，其每个链电感器循环只有1次功率传输。此外，链电感器具有DC电流成分，不同于图1的变换器(其不具有平均DC电流，只有AC电流)。
[0118]图14示出当图1和图12的变换器操作以降低的输出电压操作时的电感器电流和电压波形。如对于图13的全输出电压的情况，来自输入的链电感器120电流在模式1和2期间增加至最大水平，但由于输出电压是全输出电压情况的一半，在模式3和4中放电至输出相时，链电感器电流仅以一半的速度减少。在链电感器电流降至零或甚至接近零之前，这将通常提供所需的输出电流，使得在图14的模式4的最后，链电感器中留下大量的能量。在模式5和1中该多余的能量返回至输入。图14中模式1在垂直轴线之前开始。可以看到，在零输出电压情况下，模式3和4 (和7和8)期间的电流将根本不减少，使得所有链电感器能量返回至输入，允许输出电流的递送但没有功率传输，如在零电压下递送的电流所需的。
[0119]Kim变换器不能将该多余的电感器能量返回到输入，因为这需要双向开关。因此，Kim变换器必须等待直到电感器能量降至足够低的值，结果当输出电压接近零时，链电抗频率降至非常低的值。这又可能导致与输入和/或输出滤波器的谐振。在零电压输出情况下，Kim变换器根本不能起作用。
[0120]注意到在Kim等人所提到的模式一定程度上与这里所提到的模式不同。这是由于两个原因。简单来讲，第一个就是，在本发明中“电容器斜变”，或“部分谐振”周期没有全部列出，只列出这些周期的8个。如在图12b和12g中所示，电压斜变周期优选发生在传导模式的每个连续对之间。第二个原因就是，Kim等人操作他们的变换器使得每个功率循环其从一个输入相对汲取电流，并同样每个功率循环递送电流至一个相对。因为他们的变换器每个链电抗循环只有一个功率循环，这导致每个链电抗循环只有两个传导模式。相比之下，图12示出被汲取并递送至输入和输出相的对的电流，对于在功率循环期间链电感器电流的每个方向，得到4个模式，由于在优选的实施例中每个链电抗循环存在两个功率循环，总计8个传导模式。因为任一三相变换器可以以每个功率循环2个模式或4个传导模式操作，但优选的操作方法是每功率循环具有4个传导模式，因为这最小化输入和输出谐波，由此该区别不取决于拓扑结构。对于单相AC或DC，优选每功率循环只具有2个传导模式，或每链电抗循环4个模式，由于在该情况下只有一个输入和输出对。对于混合的情况，如在图24的DC或单相AC和三相AC之间变换的实施例中，对于DC接口可以有1个传导模式，而对于三相AC为2个，每功率循环3个传导模式或每链电抗循环6个模式。然而，在任一情况下，三相操作的每功率半循环的两个传导模式一起给出了与对于单相AC或DC的单个传导模式类似的功率传输效应。
[0121]控制算法可以有利地使用该回收电感器能量的能力，以便控制电流传输，如用于矢量或伏特/Hz控制的许多变换器控制算法所需的。在图16至20中解释了一个这种可能算法。图16、17和20示出在正电流的功率循环期间对于链电感器可能的电流图。由于本发明用于单相AC或DC，这是对于每功率循环仅两个传导模式的情况。由于每电感器循环有两个功率循环，负电感器电流的功率循环是所示循环的镜像。示出了定时间隔ΤΙ、T2、T3、Trl和Tr2。T1是当电流从输入增加时,对于第一传导模式的时间。T2是第二传导模式，其中电感器连接至输出，如在图16和17中对于功率传输至输出(正功率)的电流减小，或者如在图20中对于来自输出的功率传输(负功率)的电流增加。T3实际上是传导模式1的第一部分，其中多余链电感器能量在正功率期间被返回到输入，或者在负功率期间从输出被递送至输入。Trl和Tr2是“部分谐振”，或“电容器斜变”时间，在该时间期间所有开关关闭并且链电抗上的电压斜变。对于三相操作，间隔T1和T2被细分，对于从其中汲取电流的两个输入相对，T1包括两个传导模式，而对于至输出相的电流传递的T2也同样。相对时间和电感器电流水平确定充电并因此确定相之间的相对电流水平。对于具有零或接近零功率因数的三相操作，T2可以细分成负和正能量传输周期。注意到类似持续时间被用于在两个方向中斜变变换器。然而，因为负载汲取由于外部环境变化，斜变持续时间可以在输入和输出相之间不同。来自输入的充电时间可以被保持恒定，至输出的放电时间改变以改变平均输出电流(参见图19)。在T3，多余的链电感器能量(电流)返回至输入。但在链电抗上的所有的充电时间和转变优选的关于电压和电流的零点对称(参见图13)。
[0122]对于图16-20的单相AC和DC操作，，图16的例子中的平均输出电流由式lavg-out=(T2期间的电荷)/ (Tl+Tr 1+T2+Tr2+T3)得到，图17的例子中的平均输出电流由式lavg-out = (T2期间的电荷)/(Tl+Tr 1+T2+Tr2+T3)得到，图20中的平均输出电流由式lavg-out = (T2期间的电荷)/(Tl+Tr 1+T2+Tr2+T3)得到，“T2期间的电荷”通过链电感器电流在时间间隔Τ2上的积分给出。对于正功率，峰值链电感器电流II可以保持恒定，而Τ2改变以控制平均输出电流(I avg-out)。T1和T3是常数。在图18中示出计算lavg-out的算法。对于一组给定的电路参数和输入和输出电压，T2(图18的第一列)可以改变以控制I avg-out (第六列)。所得的其他时间间隔和功率水平也被计算。对于图19，使用650V的输入电压和600V的输出电压。图19示出对于其他输出电压作为T2(以微秒(uS)为单位)的函数的该算法的结果，其中输入电压为650V。对于650V输出曲线，在T2为27uS下，对于功率输出为16.8kff,示出26安的平均(滤波后的)输出电流水平。注意到对于650V输出曲线，链电抗频率在10kHz保持恒定，而与T2和lavg-out无关。对于具有较低输出电压的其他曲线，对于较低输出电压频率下降，但从不降至5kHz以下，即使对于零输出电压。还注意到，对于50uS的T2,对于0伏的lavg-out达到55安,这多于在最大功率处lavg-out的两倍，即使最大电感器电流在110安保持恒定。对于较低变换器损耗，当命令较低输出电流时，控制器1500可以被编程用于减小T1，从而减少峰值电感器电流。
[0123]图19还示出对于例子460VAC，20hp驱动件的一些特定驱动件参数。链电感器是140 μ H，并且可以构造为具有薄、平、带状线的空芯绕铜电感器，以便具有由趋肤效应造成的AC至DC电阻的低的比率，并类似于一卷带子缠绕。该配置最优化电感器的电感与电阻的比率，并导致相对高的寄生电容。因为该高寄生电容导致高损耗，这种设计不能由硬切换变换器使用，但根据本发明，高寄生电容是有益的。斜变，或并联、链电容包括能够处理大约25amps安的RMS电流负载的两个并联AVX(FSV26B0104K—) 0.1 μ F膜电容器。峰值电感器电流是llOamps安。可以使用如图2的1200所示的反并联对形式布置的市场上可得的反向阻断IGBT开关，IXYS部分40N12055A，1200V。在标准软开关硬切换应用中，诸如电流源驱动件，该开关具有相对高的开启和由设备的慢反向恢复时间导致的反向恢复损耗，但是当用在本发明中时，即使在每个设备10kHz的最大切换频率和110安峰值电流的情况下，开启和反向恢复损耗也均可忽略。对于输入和输出电容器可以使用来自AVX(FFV3410406K)的线对中性点总计80 μ F的高RMS电流电容器。Altera Cyclone III FPGA可以用作控制器，执行上面所述算法以控制电流流动，并使用矢量或V/Hz以控制20hp马达。隔离的功率源、门驱动器和数字隔离器允许FPGA控制IGBT的开启-关闭状态。具有至FPGA的模拟-数字接口的电压和电流感测电路允许精确的开关定时以控制电流流动。
[0124]如本领域技术人员推测的，在许多应用中，由变换器的所述操作导致的电流由控制器1500控制，以从输入得到正弦变化电流，其通常与输入电压同相，以便在输入上产生整功率因数，和马达上的正弦变化电压和电流，以便以最高可能效率和/或性能操作马达。
[0125]在如可能发生于经变换器应用于马达的频率快速下降时，马达作为发电机的那些情况下，上面描述的操作循环被反向，电流被从马达相中汲取并注入到输入相中。
[0126]通常，输入和输出频率大体上小于链电抗被操作的频率。对于60Hz的输入，链电抗典型的操作频率可以是:对于低电压(230-690VAC)驱动件和变换器为10kHz，而对于中等电压(2300以上)驱动件和变换器为1.5kHz,电流脉冲频率是那些频率的两倍，或者如果使用多个、同步的功率模块(如图28所示)，电流脉冲频率更高。输入和输出频率可以从零(DC)变化至超过60Hz，并且在音频放大器应用中甚至可以达到20kHz。
[0127]图1的马达驱动件具有下面的特征:
[0128]?从市电汲取低谐波、整功率因数电流，而与输出电压无关。类似于电流源变换器，以高频率脉冲从每个相汲取电流，其中输入电容器和可选地线路电感器变换脉冲电流至正弦电流。
[0129].即使在存在输入电压下跌的情况下，如经常发生在工业电力系统中，从输入到输出逐步升高或逐步降低电压的能力也允许全输出电压。
[0130]?具有小电压纹波的正弦输出电压允许使用标准感应马达，以及低电抗同步马达。输出电容器对脉冲电流滤波。纹波频率总是高的，以便避免与输入和/或输出滤波器或电抗相关的任意谐振问题。
[0131]?以低输出电压不定地提供200%或更高的额定输出电流的能力，如可能对启动大惯性负载有利。在接近零输出电压下，变换器以最大频率的大约一半操作，电感器首先由输入完全的充电，然后以该完全水平放电至输出持续全电压放电周期的两倍时间，然后放电回到输入到零电流，重复该循环但以反向的电流。峰值电流保持相同，但输出电流被加倍。
[0132]?输入-输出隔离，导致在输出上的零共模电压。因为从来没有输入和输出线路连接在一起的时刻，如在电压和电流源驱动件以及矩阵变换器中连续发生的，平均输出电压保持在地电势。这消除了对于隔离变压器的需要。
[0133]?慢反向恢复设备可用。在整流期间电流的改变速率相对慢，并且在反向恢复之后所应用的反向电压也是低的，所以所使用的开关可以具有类似整流二极管的恢复特性。反向阻断IGBT和GTO对反向恢复固有就慢，所以本发明很适合于这些设备。
[0134]籲较慢的正向关闭设备可用。由于与电感器并联的电容，关闭dv/dt相对低。
[0135]?紧凑、轻质并且有效。具有类似于本发明的输入/输出特性的电压源驱动件需要多个重和庞大的功率电感器，输入和输出线路的每个上一个。电流源驱动件需要非常大且重的DC电感器，以便产生全输出电压。本发明仅需要单个小的、紧凑AC电感器和相对小且轻质的输入和输出滤波器电容器和输入线路电抗器。用于合适的滤波的，用于40hp的市场上可得的电压源驱动件的总的重量超过300磅，而对于40hp，本发明的驱动件将轻于301bs。相对于传统驱动件，缺乏大输入/输出滤波器电感器显著提高本发明的效率。因为输入电流谐波低并且没有共模输出电压，所以不需要变压器。
[0136]?适度零件数。使用双向开关，对于本发明只需要12个功率开关。使用具有反向阻断(反向阻断IGBT或GT0)的市场上可得的单向开关需要24个开关。12脉冲输入电压源驱动件需要24个开关(18个二极管和6个有源开关)。
[0137]?高带宽。由于每个电感器循环两次确定电流幅度，本发明的电流控制带宽固有地非常高，使得本发明适于高带宽伺服应用以及甚至高功率音频放大器。
[0138]图21示出本发明的另一个实施例，其示出了单相AC或DC至单相AC或DC变换器。输入和输出的一个或两个可以是AC或DC，对相对电压没有限制。如果口部是DC并且可以仅具有进入或离开所述口部的功率流动，应用于所述口部的开关可以是单向的。这样的一个例子以图23的光电阵列示出，其能够仅具有源功率。
[0139]图22示出作为反激变换器的本发明的实施例。修改了图21的电路，其中链电感器用具有磁化电感作为链电感器的变压器2200代替。本发明的任意实施例可以使用这样的变压器，其可以用于提供口部之间的全电隔离，和/或提供口部之间的电压和电流转变，如例如当第一口部2201是低电压DC电池组并且第二口部2202是120伏AC或当变换器用作有源变压器时是有利的。
[0140]在图23和24中所示的本发明的实施例中，接附至链电抗的口部的数目多于两个，简单的通过使用更多开关以附加的连接口部至电感器。由于应用在图23的太阳能系统中，这允许单个变换器引导如口部之间所需的功率流动，与他们的极性或幅度无关。因此，太阳能光电阵列2304可以处于全功率，400V输出，并以320V传递其功率的50%至电池组2303，以230VAC传递50%至家用AC2302。现有技术需要至少两个变换器来处理该情况，例如DC-DC变换器来从太阳能PV阵列传输功率至电池，而单独的DC-AC变换器(逆变器)来从电池组传输功率至家用，结果具有较高成本和电损耗。接附至光电功率源的所示的开关需要仅为单向的，这是因为源是DC的并且功率可以仅从源流出，并不是如在电池的情况进出。
[0141]在图24的功率变换器中，如可用于混合动力电动车辆，第一口部是车辆的电池组2401，第二口部是由车辆引擎带动的可变电压可变速度发电机2402，而第三口部是用于驱动车辆的轮子的马达2403。第四口部(未示)可以是用于充电电池的外部单相230VAC。使用该单个变换器，功率可以在各口部之间以任意方向交换。例如，马达/发电机可以为全输出功率，其功率的50%到电池，50%到轮子马达。然后，驱动器可以压制加速器，此时，所有的发电机功率可以被立即应用至轮子马达。相反地，如果车辆刹车，全部轮子马达功率可以注入到电池组中，所有这些模式使用单个变换器。
[0142]图25和26示出分别用于单相/DC和三相AC应用的本发明的半桥变换器的实施例。半桥实施例仅需要50%数目的开关，但得到功率传输能力的50%，并且给出在输入和输出滤波器中纹波电流，对于给定功率水平，该纹波电流是全桥实现的大约两倍。
[0143]图27示出了示例实施例，作为单相至三相同步马达驱动件，如可以用于以可变速度驱动家用空调压缩机，具有整功率因数和低谐波输入。所传递的功率以输入功率频率的两倍脉动。
[0144]图28示出示例实施例，其具有两个、并联功率模块，每个模块按照图1的变换器那样构造，排除了 I/o滤波。当变换器驱动件需求超过从单个功率模块可获得的和/或当为了可靠性原因期望冗余时和/或为减少I/o滤波器尺寸以便减少成本、损耗和增加可用带宽，可以有利的使用该布置。功率模块最好以类似于多相DC功率源的方式操作，使得链电抗频率相同，并且所汲取并从每个模块提供给输入/输出滤波器的电流脉冲时间上均匀的间隔。这提供更加均匀的电流汲取和供应，其可以大大减少对于变换器的每单位滤波要求。例如，从一个至两个功率模块，相对于模块电感器/电容器的每个以90度的相差操作,在I/O滤波器电容器中产生类似的RMS电流，同时使在那些电容器上的纹波频率加倍。这允许使用相同I/O滤波器电容器，但使总功率加倍，所以每单位I/O滤波器电容减少到1/2。更重要的，因为纹波电压减少到1/2，并且频率加倍，输入线路电抗需要减少到1/4，允许总线路电抗器质量下降到1/2，从而每单位线路电抗需求减少到1/4。
[0145]图29示出作为三相功率线路调节器的实施例，其中三相功率线路调节器可以作为有源滤波器和/或供应或吸收无功功率以控制在市电线路上的功率因数。如果具有串联电感器以平滑电流流动的电池与输出电容器2901并联放置，则变换器可以作为不间断电源(UPS)来操作。
[0146]根据各个所披露的实施例，提供:降压-升压式变换器，包括:能量传输电抗；第一桥开关阵列，包括共同连接的至少两个双向切换设备，以可操作的连接所述电抗的至少一个端子至功率输入，具有可反向的连接极性；第二桥开关阵列，包括共同连接的至少两个双向切换设备，以可操作的连接所述电抗的至少一个端子至功率输出，具有可反向的连接极性；其中所述第一开关阵列以非正弦电压波形驱动所述电抗。
[0147]一种降压-升压式变换器，包括:能量传输电抗；第一和第二功率口部，每个具有两个或更多端口，通过该端口电功率从所述口部输入或输出至所述口部；第一和第二半桥开关阵列，介于所述电抗和所述口部的各自口部之间，并且每个包括用于每个所述功率口部的每个所述端口的一个双向切换设备；其中所述开关阵列的每个可操作地连接至所述口部的各自一个。
[0148]一种全桥降压-升压式变换器，包括:第一和第二全桥开关阵列，每个包括至少四个双向切换设备；大体并联的电感器-电容器组合，对称的连接，以被任一所述开关阵列分别驱动；所述开关阵列的一个被可操作地连接至功率输入，而其另一个被可操作的连接以提供功率输出。
[0149]一种降压-升压式变换器，包括:第一和第二全桥开关阵列，每个包括至少两个双向切换设备；大体并联的电感器-电容器组合，连接至每个所述开关阵列；其中所述开关阵列的第一个可操作的连接至功率输入，并被操作来以非正弦波形驱动功率进入所述电感器-电容器组合；并且，其中所述开关阵列的第二个被操作用于从所述电感器-电容器组合提取功率至输出。
[0150]一种降压-升压式变换器，包括:第一和第二开关阵列，每个包括至少两个双向切换设备；连接至每个所述开关阵列的能量传输电抗；其中所述开关阵列的第一个通过各自的容性电抗连接至多相功率输入，并且被操作用于以非正弦波形连续的从所述功率输入的多个不同相路驱动功率到所述电抗中；并且，其中所述开关阵列的第二个被操作用于从所述电抗提取功率至输出。
[0151]—种功率变换器，包括:包括至少一个电感器的能量传输电抗；输入开关阵列，被配置用于驱动AC电流通过所述电抗；和输出网络，被连接以从所述电抗提取能量；其中，在所述电抗的单个半循环期间，所述输入开关阵列在相同方向但从不同的源执行至少两个驱动操作。
[0152]—种功率变换器，包括:能量传输电抗，其包括至少一个电感器，并操作在初级AC磁场频率，该频率小于电抗的谐振频率的一半；输入开关阵列，被配置用于驱动AC电流通过所述电抗；和输出网络开关阵列，被连接以从所述电抗提取能量；其中，在所述电抗的单个半循环期间，所述输入开关阵列在相同方向但从不同的源执行至少两个驱动操作。
[0153]—种功率变换器，包括:能量传输电抗，其包括至少一个电感器，并操作在初级AC磁场频率，该频率小于电抗的谐振频率的一半；输入开关阵列，被配置用于驱动电流通过所述电抗；和输出开关阵列，以从所述电抗提取能量；其中，在所述电抗的单个循环期间，所述输入开关阵列在不同时间执行至少两个不同驱动操作，并且其中，在所述电抗的单个循环期间，所述输出开关阵列在不同时间执行至少两个不同的驱动操作。
[0154]—种降压-升压式变换器，包括:包括至少一个电感器的能量传输电抗；输入开关阵列，被配置用于驱动没有平均DC电流的AC电流通过所述电抗；和连接以从所述电抗提取能量的输出网络。
[0155]—种降压-升压式变换器，包括:包括至少一个电感器的能量传输电抗；多个输入开关阵列，每个所述阵列被配置用于驱动没有平均DC电流的AC电流通过所述电抗；和多个输出开关阵列，每个被连接以从所述电抗提取能量；所述阵列具有在任意给定时间从所述电抗驱动或提取能量的不多于两个的开关；其中所述输入开关阵列单独的以非正弦电压波形驱动所述电抗。
[0156]一种功率变换电路，包括输入级，该输入级重复的、在不同时间驱动电流进入电感器和电容器的并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而从所述电感器传输一些能量至所述电容器；其中所述驱动电流的动作在相反的方向上并且在不同时间执行，并且，其中所述断开连接操作对于驱动电流的所述步骤的双向大体上相同执行；和输出级，从所述并联组合提取能量，从而来执行功率变换。
[0157]一种功率变换电路，包括:输入级，该输入级重复的驱动电流进入电感器和电容器的并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而从所述电感器传输一些能量至所述电容器；其中，所述输入级在不同时间以不同方向驱动电流；和输出级，该输出级重复的耦合功率离开所述并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而从所述电感器传输一些能量至所述电容器；其中，所述输出级在其中的电流的两个相反方向期间耦合功率离开所述组合；其中，对于在所述组合中的电流的双向，所述输入和输出级都与所述并联组合大体上相同地断开连接。
[0158]一种软切换通用全桥降压-升压式变换器，包括:具有第一和第二端口的电感器；与所述电感器并联接附的电容器；到电功率的多个电压源或汇(口部)的连接，每个具有多个端口 ；第一组电子双向开关，其包括在所述电感器的所述第一端口和每个所述口部的每个所述端口之间的所述连接，在电感器的第一端口和每个口部的每个端口之间有一个所述开关；第二组电子双向开关，其包括在电感器的所述第二端口和每个所述口部的每个端口之间的所述连接，在电感器的第二端口和每个口部的每个端口之间有一个开关；容性滤波装置，其连接在每个所述口部中每个所述端口之间；控制装置，协调所述开关以连接所述电感器至每个口部上的端口对，其中在任意给定时间没有多于两个开关被启动；所述控制装置还协调所述开关以通过启动在给定输入口部上的两个开关以连接电感器至所述输入口部，首先存储电能在电感器中，然后在合适量的能量已经被存储在电感器中以后关掉开关；并且所述控制装置可以启动在相同或其他输入口部上的其它开关对，以便进一步对电感器供以能量，并在合适的电感器供以能量完成之后关掉所述开关；所述控制装置还启动在另一个输出口部上的另一对开关，以传输电感器能量的一些或全部到所述输出口部，并在期望的量的电荷已经传输到所述口部之后关掉所述开关；所述控制装置可以启动在相同或其他输出口部的另一对开关，以便进一步发送电荷到所述输出口部，并在期望的量的电荷已经传输到所述口部之后关掉所述开关；并且，如果在放电到最后的输出口部之后电感器具有多余能量，所述控制装置则启动合适的开关对用于将所述多余能量引导回到输入口部中；其中所述控制装置可以修改上面的顺序，以便实现在端口和口部之间的任意所需的能量传输；所述电感器使用所述开关以电流的形式磁性存储电能；从一个或多个输入口部至所述电感器的能量传输通过流经一个或多个所述仅具有一对端口的口部的两个或更多所述端口的电流发生；并循环的重复所述能量和电荷传输。
[0159]一种软切换半桥降压-升压式变换器，包括:第一和第二功率口部，每个具有两个或更多端口，通过该端口电功率从所述口部输入或输出至所述口部；第一和第二半桥开关阵列，每个包括用于每个所述功率口部的每个所述端口的一个双向切换设备，能量传输链电抗，其一个端口连接至两个所述开关阵列，而另一个端口连接至真实的或虚拟的地，使得所述真实的或虚拟的地维持在相对恒定的电压，所述开关阵列的每个被连接至功率口部，所述口部具有在所述口部的相路之间的容性电抗，配置为近似于电压源，功率传输在所述口部之间经所述能量传输电抗发生，所述链能量传输电抗包括并联的链电感器和电容，所述功率传输这样的实现，在第一功率循环中，一对或多对输入口部的相路单独的或顺序的连接到所述能量传输电抗以通过增加的电流和电感存储能量到所述链电感器，接着，一对或多对输出口部相路单独的或顺序的连接到所述能量传输电抗以通过减少的电流和电感从所述链电感器移除能量，在所述链电感器中的任意多余的能量随后返回到一个或多个所述输入口部相路对，接着是在所述链电感器中的电流反向和至此所述的能量传输的重复，以构成从输入到输出口部相路对的第二功率循环，但在所述链电感器中具有相反但相等的电流，且利用与用于所述功率传输的所述第一循环的所述开关互补的所述开关阵列的开关；所述第一和第二功率循环包括能量传输链电抗的单个电压循环；与所述电流反向结合，所述电容产生具有低电压关闭、零电压开启和低反向恢复损耗的所述开关的软切换；所述双向切换设备能够在每个方向阻断电压并能够在每个方向传导电流；其中，所述功率传输循环由所述控制装置连续的重复以在连续的基础上产生所述功率传输；并且，其中控制装置调节协调所述切换动作以如所需的经所述功率循环产生电流和功率传输，以产生期望的输出电压和电流，如可以用于以可变速度和电压驱动单或多相马达，或用于驱动任意其他电DC、单相AC、多相AC和/或多DC负载；当电流从每个关闭开关分流进入所述基本上并联的电容时，与所述电流反向结合，所述电容产生具有低电压关闭的所述开关的软关闭切换，当链电抗电压导致控制装置启动的开关从反向转变到正向偏置时，所述开关具有如二极管的软开启，当链电感器电流在放电进入输出端口之后线性的降至零时，所述开关具有软反向阻断关闭。
[0160]一种软切换全桥降压-升压式变换器，包括:第一和第二功率口部，每个具有两个或更多端口，通过该端口电功率从所述口部输入或输出至所述口部；第一和第二全桥开关阵列，每个包括两个双向切换设备用于每个所述功率口部的每个所述端口，能量传输链电抗，对称的连接到两个所述开关阵列，所述开关阵列的每个被连接到功率口部，所述功率口部具有在所述口部的相路之间的容性电抗，配置为近似于电压源，在所述口部之间经所述能量传输电抗传输功率，所述链能量传输电抗包括并联的链电感器和电容，所述功率传输这样实现，在第一功率循环中，一对或多对输入口部的相路单独的或顺序的连接到所述能量传输电抗以通过增加的电流和电感存储能量到所述链电感器，接着，一对或多对输出口部相路单独的或顺序的连接到所述能量传输电抗以通过减少的电流和电感从所述链电感器移除能量，在所述链电感器中的任意多余的能量随后返回到一个或多个所述输入口部相路对，接着是电流在所述链电感器中的反向和至此所述的能量传输的重复，以构成从输入到输出口部相路对的第二功率循环，但在所述链电感器中具有相反但相等的电流，且使用与用于所述功率传输的所述第一循环的所述开关互补的所述开关阵列的开关；所述第一和第二功率循环包括能量传输链电抗的单个电压循环；所述双向切换设备能够在每个方向阻断电压并能够在每个方向传导电流；所述功率传输循环由所述控制装置连续的重复以在连续的基础上产生所述功率传输；所述控制装置协调所述切换动作以产生如所需的经所述功率循环的电流和功率传输，以产生期望的输出电压和电流，如可以用于以可变速度和电压驱动单或多相马达，或用于驱动任意其他电DC、单相AC、多相AC和/或多DC负载；当电流从每个关闭开关分流进入所述基本并联的电容时，与所述电流反向结合，所述电容产生具有低电压关闭的所述开关的软关闭切换；当链电抗电压导致控制装置启动的开关从反向转变到正向偏置时，所述开关具有如二极管的软开启；当链电感器电流在放电进入输出端口之后线性的减少到零时，所述开关具有软反向阻断关闭。
[0161]一种电动车辆,包括至少一个马达,至少一个电能存储设备和如上所述的功率变换器；
[0162]一种太阳能系统，包括至少一个光电阵列，至少一个电能存储设备和如上所述的功率变换器；
[0163]一种马达系统，包括多相功率线路连接，多相马达和如上所述的连接在它们之间作为可变频率驱动件的功率变换器。
[0164]一种多功率模块软切换变换器，包括多个变换器，所述多个变换器如上所述的并联连接在输入口部和输出口部之间，并且通常被控制用于最小化在从所述输入口部汲取的电流和输送到输出口部的电流中的谐波。
[0165]如上所述的η个变换器的复合物，所述η个变换器至少部分的并联连接，并操作在以180/η度分隔的电感器相角；从而，可以降低输入/输出滤波的量。
[0166]一种用于操作降压-升压式变换器的方法，包括下面的动作:(a)操作第一桥开关阵列，其包括双向切换设备，用于可操作的连接电抗的至少一个端子至功率输入，其极性在不同时间反向；(b)操作第二桥开关阵列，其包括双向切换设备，用于可操作的连接所述电抗的至少一个端子至功率输出，其极性在不同时间反向；其中，所述动作(a)和(b)从来不同时执行。
[0167]—种用于操作降压-升压式变换器的方法，包括下面的动作:操作第一桥开关阵列，其包括双向切换设备，用于可操作的连接大体并联的电感器-电容器组合的至少一个端子至功率输入，其极性在不同时间反向；其中所述第一开关阵列可操作的连接至功率输入，并被操作用于以非正弦波形驱动功率进入所述电感器-电容器组合；并且，操作所述开关阵列的第二个用于从所述电感器-电容器组合提取功率至输出。
[0168]一种用于操作功率变换器的方法，包括下面的动作:利用全AC波形在基频驱动能量传输电抗，其中基频小于所述电抗的谐振频率的一半；在其每个循环上，利用分别由多相功率源的两个不同相路提供的两个不同的驱动相来耦合功率进入所述电抗；和在其每个循环上，利用分别驱动多相功率输出的两个不同相路的两个不同的连接相来耦合功率离开所述电抗。
[0169]一种用于功率变换的方法，包括下面的动作:利用全AC波形在基频驱动能量传输电抗，其中基频小于所述电抗的谐振频率的一半；在其每个循环上，利用分别由多相功率源的两个不同相路提供的两个不同的驱动相来耦合功率进入所述电抗；和从所述电抗提取功率至输出。
[0170]一种降压-升压式功率变换方法，包括:操作配置用于通过能量传输电抗在平均电流幅度驱动AC电流的输入开关阵列，其中所述平均电流幅度大于在所述电抗中的平均DC电流的100倍；所述能量传输电抗包括至少一个电感器；和操作输出网络以从所述电抗提取能量。
[0171]一种用于操作功率变换电路的方法，包括在不同时间重复以下步骤:驱动电流进入电感器和电容器的并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而从所述电感器传输一些能量至所述电容器；其中驱动电流的所述动作是在相反方向并在不同时间执行，并且其中所述断开连接操作对于驱动电流的所述步骤的两个方向大体相同执行；并且从所述并联组合提取能量，从而来执行功率变换。
[0172]一种用于操作功率变换电路的方法，包括在不同时间重复以下步骤:a)驱动电流进入电感器和电容器的并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而从所述电感器传输一些能量至所述电容器；b)耦合功率离开所述并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而从所述电感器传输一些能量至所述电容器；其中在所述步骤a)中，所述断开连接操作对于驱动电流的所述步骤的两个方向大体上相同执行；其中在所述步骤b)中，所述断开连接操作对于驱动电流的所述步骤的两个方向大体上相同执行。
[0173]用于在两个或更多口部之间切换电功率的方法和系统。任意或所有口部可以是DC、单相AC或多相AC。变换是通过多个双向传导和阻断的半导体开关实现的，所述半导体开关交替的连接在所述口部之间的电感器和并联电容器，使得能量从一个或多个输入口部和/或相传输到电感器中,然后能量传输离开电感器至一个或多个输出口部和/或相，其中所述并联电容器促进“软”关闭，并且任意多余的电感器能量被返回到输入。软开启和反向恢复也被促进。所述双向开关允许每个电感器/电容器循环两次功率传输，从而最大化电感器/电容器的利用以及使用高输入/输出电压比率来提供最优变换器操作。控制装置协调开关以实现期望的功率传输。
[0174]改讲和夺化
[0175]如那些本领域技术人员所认识到的，本申请中描述的新颖的构思可以在广泛的应用范围内改进和变化，因此，专利主题内容的范围不限于所给出的任意特定示例性教导。其旨在包括落在所附权利要求的精神和宽的范围内的所有这样的替代、改进和变化。
[0176]虽然流程图示出了变换器、降压-升压式变换器和操作它们的方法的示例性实施例，但是其它电路(包括前述电路的变化)和操作方法也包括在本发明的宽的范围内。为了对包括降压-升压式变换器技术的功率电子学的更好理解,参见Principles of PowerElectronics, by Kassakian, M.Schlecht, Addison-ffesley Publishing Company(1991)。前面提到的参考文献通过弓I用包括在这里。
[0177]所披露的变换器电路有利的用于多种系统，例如包括:
[0178]?电动车辆，其中在牵引马达、电池、能量源(引擎或燃料电池)和外部充电连接的一些或所有中需要电的相互变换。所有这些元件的源阻抗和负载阻抗可以彼此非常不同，并且可以在不同的负载条件或磁滞史下随时间大范围的变化。此外，牵引马达本身可以使用所披露的变换器技术被操作为可变化频率的AC驱动件。
[0179]?如上所讨论的，光电系统是另一个吸引人的应用。这里，在光电阵列、电池阵列、市电输入、能量源(引擎或燃料电池)、未知线路负载(应用)和可能的具有巨大的存储能量的外部功率滤波器的一些或所有之间需要电的相互变换。在该应用中，也期望电抗性功率补偿。
[0180]?可变频率马达驱动件是吸引人的并且是极其宽种类的应用。注意到根据本申请的在线系统还可以用于电抗性功率补偿，和/或用于使用存储的能量源实现软关闭。根据本申请的在线系统还可以被容易的重新配置用于非常多种类的源或功率线路电压和频率，可能带有电感器的变化和/或开关的变化。马达-发电机牵引应用可以具体的受益于对发电机功率质量的较不严格的需求。
[0181]^HVDC发射是另一个吸引人的应用种类。在该情况下，对开关额定值的减少的需求是特别吸引人的。
[0182]?大电弧和等离子体驱动应用也是很吸引人的。在该情况下，负载通常具有负的边缘阻抗，并且有源电流控制是非常有用的。在许多应用中，例如电弧炉，负载的阻抗可以随着工艺进步充分改变，并且所披露的系统配置的灵活控制能力在这里可能非常有利。
[0183]?总之，所披露的发明的非常高带宽的有源控制能力可以用在大范围的系统中。所披露的变换器体系在这方面比电流源变换器好很多，甚至比电压源变换器好很多。
[0184]可以在下面的出版物中找到帮助示出变化和实现的另外的一般【背景技术】，所有出版物通过引用包含于此:
[0185].美国专利 5，903，448,4, 616，300,6, 404，654,5, 977，569 和 7，057，905 ；
[0186].Ngo, " Topology and Analysis in PWM Invers1n，Rectificat1n，and Cycloconvers1n" Dissertat1n(1984)；
[0187]eKim 和 Cho，" New Bilateral Zero Voltage Switching AC/AC ConverterUsing High Frequency Partial-resonant Link" ， IEEE(1990)；
[0188].K.Rajashekara 等，"Power Electronics" , Chapter 30 of The ElectricalEngineering Handbook(ed.R.Dorf 2000) ；M.Kassakian Principles of PowerElectronics， (1991)。
[0189].M.Brown, Practical Switching Power Supply Design (1990)；
[0190].Cheron:Soft Commutat1n(1992)；
[0191].Facts Worth Knowing about Frequency Converters 2ed.(Danfoss) (1992)；
[0192].Gottlieb，Irving:Power Supplies，Switching Regulators，Inverters, andConverters (2.ed.1994)；
[0193].Hughes:Electric Motors and Drives 2ed.(1993) !
[0194].Kenjo:Power Electronics for the Microprocessor Age 2ed.(1994)；
[0195].Kislovski 等:Dynamic Analysis of Switching-Mode DC/DCConverters (1991)；
[0196].Lenk:Simplified Design of Switching Power Supplies (1995)；
[0197].McLyman,C.W.T.Designing Magnetic Components for High Frequency DC-DCConverters (1993)；
[0198].Mohan ；:Power Electronics !Converters，Applicat1ns，and Design 2ed.(1995)；
[0199].Nave, Mark:Power Line Filter Design for Switched-Mode PowerSupplies (1991)；
[0200].Schwarz:Design of Industrial Electric Motor Drives (1991)；
[0201].Shah, Raje sh J.!Simplifying Power Supply Tech(1995)t ；
[0202].Tihanyi，Lasz 1: EI e c t r omagne t i c Compatibility in PowerElectronics (1995)'
[0203].Wu, Keng.C:Pulse Width Modulated DC-DC Converters(1997)；
[0204]在本申请中，没有任何描述应该理解为暗示任何特殊元件、步骤或功能是必须包含在权利要求范围中的基本的元件:专利的主题的范围仅由所允许的权利要求限定。此外，这些权利要求均未打算援引35USC部分112的第6段，除非分词跟着确切的词语“装置用于”。
[0205]所提交的权利要求旨在尽可能全面并且没有主题有意被放弃、牺牲或抛弃。
【权利要求】
1.一种功率变换器，包括: 能量传输电抗，包括至少一个电感器； 输入开关阵列，被配置用于驱动AC电流通过所述电抗；和 输出网络，被连接以从所述电抗提取能量； 其中，在所述电抗的单个半循环期间，所述输入开关阵列在相同方向但从不同的源执行至少两个驱动操作。
2.根据权利要求1所述的变换器，其中所述电感由变压器实现。
3.根据权利要求1所述的变换器，其中所述电感与电容器并联。
4.一种功率变换器，包括: 能量传输电抗，其包括至少一个电感器，并操作在初级AC磁场频率，该频率小于电抗的谐振频率的一半； 输入开关阵列，被配置用于驱动AC电流通过所述电抗；和 输出网络开关阵列，被连接以用于从所述电抗提取能量； 其中，在所述电抗的单个半循环期间，所述输入开关阵列在相同方向但从不同的源执行至少两个驱动操作。
5.根据权利要求4所述的变换器，其中所述开关阵列是全桥阵列。
6.根据权利要求4所述的变换器，其中所述电抗包括变压器。
7.—种功率变换器，包括: 能量传输电抗，其包括至少一个电感器，并操作在初级AC磁场频率，该频率小于电抗的谐振频率的一半； 输入开关阵列，配置用于驱动电流通过所述电抗；和 输出开关阵列，用于从所述电抗提取能量； 其中，在所述电抗的单个循环期间，所述输入开关阵列在不同时间执行至少两个不同驱动操作； 并且其中，在所述电抗的单个循环期间，所述输出开关阵列在不同时间执行至少两个不同驱动操作。
8.根据权利要求7所述的变换器，其中所述开关阵列是全桥阵列。
9.根据权利要求7所述的变换器，其中所述第一阵列连接所述电抗至功率输入，所述功率输入被电容器分流，该电容器在其处提供低阻抗电压源。
10.根据权利要求7所述的变换器，其中所述第一阵列连接所述电抗至功率输入，所述功率输入被电容器分流，该电容器在其处提供低阻抗电压源。
11.根据权利要求7所述的变换器，其中所述电抗包括变压器。
12.—种降压-升压式变换器，包括: 能量传输电抗，包括至少一个电感器； 输入开关阵列，配置用于驱动没有平均DC电流的AC电流通过所述电抗；和 输出网络，连接以用于从所述电抗提取能量。
13.根据权利要求12所述的变换器，其中所述开关阵列是全桥阵列。
14.根据权利要求12所述的变换器，其中所述电抗包括变压器。
15.一种降压-升压式变换器，包括: 能量传输电抗，包括至少一个电感器； 多个输入开关阵列，每个所述阵列被配置用于驱动没有平均DC电流的AC电流通过所述电抗；和 多个输出开关阵列，每个输出开关阵列被连接以从所述电抗提取能量； 所述阵列具有在任意给定时间驱动或从所述电抗提取能量的不多于两个开关； 其中所述输入开关阵列单独的以非正弦电压波形驱动所述电抗。
16.根据权利要求15所述的变换器，其中，所述桥阵列是全桥阵列。
17.根据权利要求15所述的变换器，其中，所述开关阵列每个可选择的连接所述电抗至低阻抗电压源/汇。
18.根据权利要求15所述的变换器，其中所述电感器被实现为变压器。
19.根据权利要求15所述的变换器，其中所述电感与电容器并联。
20.一种功率变换电路，包括: 输入级，该输入级在不同时间重复的驱动电流进入电感器和电容器的并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而用于从所述电感器传输一些能量至所述电容器； 其中驱动电流的所述动作在相反方向并在不同时间执行，并且其中所述断开连接操作对于驱动电流的所述步骤的两个方向大体相同执行；和 输出级，该输出级从所述并联组合提取能量，从而来执行功率变换。
21.根据权利要求20所述的变换器，其中，所述输入级包括开关的全桥阵列。
22.根据权利要求20所述的变换器，其中，所述输入和输出级每个包括开关的全桥阵列，并且对称的连接至所述能量传输电抗。
23.根据权利要求20所述的变换器，其中，所述级每个可选择的连接所述电抗至低阻抗电压源/汇。
24.根据权利要求20所述的变换器，其中所述电抗包括变压器。
25.—种功率变换电路，包括: 输入级，该输入级重复的驱动电流进入电感器和电容器的并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而用于从所述电感器传输一些能量至所述电容器；其中，所述输入级在不同时间以不同方向驱动电流；和 输出级，该输出级重复的耦合功率离开所述并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而用于从所述电感器传输一些能量至所述电容器；其中，在其中的电流的两个相反方向期间，所述输出级耦合功率离开所述组合； 其中，对于在所述组合中的电流的双向，所述输入和输出级都与所述并联组合大体上相同地断开连接。
26.权利要求25所述的电路，其中每个所述驱动动作使用来自多相功率线路的不同相路的多个不同驱动脉冲执行。
27.—种软切换通用全桥降压-升压式变换器，包括: 具有第一和第二端口的电感器， 与所述电感器并联接附的电容器； 到每个具有多个端口的电功率的多个电压源或汇(口部)的连接； 第一组电子双向开关，其包括在电感器的所述第一端口和每个所述口部的每个所述端口之间的所述连接，在电感器的第一端口和每个口部的每个端口之间有一个所述开关；第二组电子双向开关，其包括在电感器的所述第二端口和每个口部的每个端口之间的所述连接，在电感器的第二端口和每个口部的每个端口之间有一个开关； 容性滤波装置，其连接在每个所述口部中每个所述端口之间； 控制装置，协调所述开关以连接所述电感器至在每个口部上的端口对，其中在任意给定时间没有多于两个开关被启动；所述控制装置还协调所述开关以通过启动在给定输入口部上的两个开关以连接电感器至所述输入口部来首先存储电能在电感器中，然后在适当的能量已经被存储在电感器中以后关闭开关； 并且所述控制装置可以启动在相同或其它输入口部上的其他开关对，以便进一步对电感器供以能量，并在合适的电感器供以能量完成之后关闭所述开关； 所述控制装置还启动在另一个输出口部上的另一对开关，以传输电感器能量的一些或全部到所述输出口部中，并在期望的量的电荷已经传输到所述口部之后关闭所述开关；所述控制装置可以启动在相同或其他输出口部上的其他开关对，以便进一步发送电荷到所述输出口部中，并在期望的量的电荷已经传输到所述口部之后关闭所述开关； 并且，如果在放电进入最后的输出口部之后电感器具有多余能量，所述控制装置则启动合适的开关对用于将所述多余能量弓I导回到输入口部中； 其中所述控制装置可以修改上面的顺序，以便实现在端口和口部之间的任意所需的能量传输; 所述电感器使用所述开关以电流的形式磁性存储电能； 从一个或多个输入口部至所述电感器的能量传输通过流经一个或多个所述口部的两个或更多的所述端口的电流发生，所述口部仅具有一对端口 ；和循环的重复所述能量和电荷传输。
28.根据权利要求27所述的变换器，其中，在能量传输之后并且如果有电容器充电，在电容器充电之后，启动与所述第一开关互补的开关，以再次传输电能进入电感器，但电感器电流在相反的方向；并且此后，也通过启动与所述第二开关互补的开关，能量随后再次传输至一个或多个其他口部，从而完成全循环操作，其根据需要重复。
29.根据权利要求27所述的变换器，其中，所述电感器是由具有相等电感容量的变压器实现的，其提供电流隔离，并可选提供在输入和输出之间的电流/电压转变。
30.根据权利要求27所述的变换器，其中，口部的一个或多个是DC的和功率流动在所有时间是单向的，并且连接至所述DC和单向功率口部的开关可以在方向上是单向的，以支持所述单向功率流动。
31.根据权利要求27所述的变换器的半桥实施例，其中仅所述第一组双向开关与所述电感器的所述第一端口一起使用，所述电感器的所述第二端口连接至真实的或虚拟的变换器的地，虚拟的地由至所述口部的所述端口的容性连接组成。
32.—种η个根据权利要求27所述的变换器的复合物，所述η个变换器至少部分并联连接，并操作在以180/η度分隔的电感器相位角；从而输入/输出滤波的量可以被减少。
33.一种软切换半桥降压-升压式变换器，包括: 第一和第二功率口部，每个具有两个或更多端口，通过该端口电功率从所述口部输入或输出至所述口部， 第一和第二半桥开关阵列，每个半桥开关阵列包括用于每个所述功率口部的每个所述端口的一个双向切换设备， 能量传输链电抗，其一个端口连接至两个所述开关阵列，而另一个端口连接至真实的或虚拟的地，使得所述真实的或虚拟的地维持在相对恒定的电压， 所述开关阵列的每个被连接至功率口部，所述口部拥有在所述口部的相路之间的容性电抗，被配置为近似于电压源， 功率传输在所述口部之间经所述能量传输电抗发生， 所述链能量传输电抗包括并联的链电感器和电容， 所述功率传输这样实现，在第一功率循环中，一对或多对输入口部相路单独的或顺序的连接到所述能量传输电抗以通过增加的电流和电感来存储能量进入所述链电感器，接着，一对或多对输出口部相路单独的或顺序的连接到所述能量传输电抗以通过减少的电流和电感从所述链电感器移除能量，在所述链电感器中的任意多余的能量随后返回到一个或多个所述输入口部相路对，接着是在所述链电感器中的电流反向并且重复至此所述的能量传输，以构成从输入到输出口部相路对的第二功率循环，但在所述链电感器中具有相反但相等的电流，并且利用与用于所述功率传输的所述第一循环的所述开关互补的所述开关阵列的开关； 所述第一和第二功率循环包括能量传输链电抗的单个电压循环； 与所述电流反向结合，所述电容产生具有低电压关闭、零电压开启和低反向恢复损耗的所述开关的软切换； 所述双向切换设备能够在每个方向阻断电压并能够在每个方向传导电流； 其中，所述功率传输循环由所述控制装置连续的重复以在连续的基础上产生所述功率传输； 并且，其中控制装置协调所述切换动作以产生如所需的经所述功率循环的电流和功率传输，以产生期望的输出电压和电流，如可以用于以可变速度和电压驱动单或多相马达，或用于驱动任意其他电DC、单相AC、多相AC和/或多DC负载；当电流从每个关闭开关分流进入所述基本上并联的电容时，与所述电流反向结合，所述电容产生具有低电压关闭的所述开关的软关闭切换， 当链电抗电压导致控制装置启动的开关从反向转变到正向偏置时，所述开关具有如二极管的软开启， 当链电感器电流在放电进入输出端口之后线性的降至零时，所述开关具有软反向阻断关闭。
34.一种软切换全桥降压-升压式变换器，包括: 第一和第二功率口部，每个具有两个或更多端口，通过该端口电功率从所述口部输入或输出至所述口部；第一和第二全桥开关阵列，每个全桥开关阵列包括两个双向切换设备用于每个所述功率口部的每个所述端口， 能量传输链电抗，其对称的连接至两个所述开关阵列， 所述开关阵列的每个被连接至功率口部，所述口部拥有在所述口部的相路之间的容性电抗，配置为近似于电压源， 功率传输在所述口部之间经所述能量传输电抗， 所述链能量传输电抗包括并联的链电感器和电容， 所述功率传输这样实现，在第一功率循环中，一对或多对输入口部相路单独的或顺序的连接到所述能量传输电抗以通过增加的电流和电感来存储能量进入所述链电感器，接着，一对或多对输出口部相路单独的或顺序的连接到所述能量传输电抗以通过减少的电流和电感从所述链电感器移除能量，在所述链电感器中的任意多余的能量随后返回到一个或多个所述输入口部相路对，接着是在所述链电感器中的电流反向和至此所述的能量传输的重复，以构成从输入到输出口部相路对的第二功率循环，但在所述链电感器中具有相反但相等的电流，并利用与用于所述功率传输的所述第一循环的所述开关互补的所述开关阵列的开关； 所述第一和第二功率循环包括能量传输链电抗的单个电压循环； 所述双向切换设备能够在每个方向阻断电压并在每个方向传导电流； 所述功率传输循环由所述控制装置连续的重复以在连续的基础上产生所述功率传输; 所述控制装置协调所述切换动作以产生如所需的经所述功率循环的电流和功率传输，以产生期望的输出电压和电流，如可以用于以可变速度和电压驱动单或多相马达，或用于驱动任意其他电DC、单相AC、多相AC和/或多DC负载； 当电流从每个关闭开关分流进入所述大体并联的电容时，与所述电流反向结合，所述电容产生具有低电压关闭的所述开关的软关闭切换； 当链电抗电压导致控制装置启动的开关从反向转变到正向偏置时，所述开关具有如二极管的软开启； 当链电感器电流在放电进入输出端口之后线性的降至零时，所述开关具有软反向阻断关闭。
35.根据权利要求34所述的变换器，还包括隔离变压器。
36.一种多功率模块软切换变换器，包括多个根据权利要求34所述的变换器，所述多个变换器并联连接在输入口部和输出口部之间，并共同控制以最小化在从所述输入口部汲取的和递送到输出口部的电流中的谐波。
37.一种电动车辆，包括至少一个马达、至少一个电能存储设备，以及根据权利要求1，4，7，12，15，20，或25所述的功率变换器。
38.一种太阳能系统,包括至少一个光电阵列,至少一个电能存储设备，以及根据权利要求1，4，7，12，15，20，或25所述的功率变换器。
39.一种马达系统，包括多相功率线路连接、多相马达、以及连接在它们之间作为可变频率驱动件的根据权利要求1，4，7，12，15，20，或25所述的功率变换器。
40.一种多功率模块软切换变换器，包括多个根据权利要求1，4，7，12，15，20，或25所述的变换器，该多个变换器并联连接在输入口部和输出口部之间并共同控制以最小化在从所述输入口部汲取的和递送到输出口部的电流中的谐波。
41.一种η个根据权利要求1，4，7，12，15，20，或25所述的变换器的复合物，所述变换器至少部分并联的连接，并以180/η度分隔的电感器相角操作，从而输入/输出滤波的量可以被减少。
42.一种用于操作降压-升压式变换器的方法，包括下面的动作: 操作第一桥开关阵列，其包括双向切换设备，用于可操作的连接基本并联的电感器-电容器组合的至少一个端子至功率输入，其极性在不同时间反向； 其中所述第一开关阵列可操作的连接至功率输入，并操作用于以非正弦波形驱动功率进入所述电感器-电容器组合； 并且，操作所述开关阵列的第二个用于从所述电感器-电容器组合提取功率至输出。
43.根据权利要求42所述的方法，其中所述桥阵列对称的连接到所述能量传输电抗。
44.根据权利要求42所述的方法，其中所述能量传输电抗包括变压器。
45.根据权利要求42所述的方法，其中所述能量传输电抗包括电感器与电容器的并联组合。
46.根据权利要求42所述的方法，其中所述电抗在基频被驱动，所述基频小于其谐振频率的一半。
47.一种用于操作功率变换器的方法，包括下面的动作: 利用全AC波形在基频驱动能量传输电抗，所述基频小于所述电抗的谐振频率的一半；在其每个循环，利用分别由多相功率源的两个不同相路提供的两个不同的驱动相耦合功率进入所述电抗；和 在其每个循环，利用分别驱动多相功率输出的两个不同相路的两个不同的连接相耦合功率离开所述电抗。
48.根据权利要47所述的方法，其中所述桥阵列对称的连接到所述能量传输电抗。
49.根据权利要求47所述的方法，其中所述能量传输电抗包括变压器。
50.根据权利要求47所述的方法，其中所述能量传输电抗包括电感器与电容器的并联组合。
51.根据权利要求47所述的方法，其中所述电抗在基频被驱动，所述基频小于其谐振频率的一半。
52.—种用于功率变换的方法，包括下面的动作: 利用全AC波形在基频驱动能量传输电抗，所述基频小于所述电抗的谐振频率的一半；在其每个循环，利用分别由多相功率源的两个不同相路提供的两个不同的驱动相耦合功率进入所述电抗；和 从所述电抗提取功率至输出。
53.根据权利要求52所述的方法，其中所述能量传输电抗包括变压器。
54.根据权利要求所述52的方法,其中所述能量传输电抗包括电感器与电容器的并联组合。
55.—种降压-升压式功率变换方法,包括: 操作输入开关阵列，所述输入开关阵列被配置用于在平均电流幅度驱动AC电流通过能量传输电抗，该平均电流幅度大于在所述电抗中的平均DC电流的100倍；所述能量传输电抗包括至少一个电感器； 并且操作输出网络以从所述电抗提取能量。
56.根据权利要求55所述的方法，其中所述AC电流具有基频，所述基频小于所述电抗的谐振频率的一半。
57.根据权利要求55所述的方法，其中，所述输出网络包括开关阵列，其大体上与所述输入开关阵列相同。
58.一种用于操作功率变换电路的方法，包括在不同时间重复以下步骤: 驱动电流进入电感器和电容器的并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而用于从所述电感器传输一些能量至所述电容器； 其中驱动电流的所述动作是在相反方向并在不同时间执行，并且其中所述断开连接操作对于驱动电流的所述步骤的两个方向大体相同执行；和 从所述并联组合提取能量，从而来执行功率变换。
59.根据权利要求58所述的方法，其中，所述驱动步骤通过输入开关的全桥阵列执行。
60.根据权利要求58所述的方法，其中，所述能量传输电抗由变压器实现。
61.根据权利要求58所述的方法，其中，所述并联组合在基频被驱动，所述基频小于其谐振频率的一半。
62.一种用于操作功率变换电路的方法，包括在不同时间重复以下步骤: a)驱动电流进入电感器和电容器的并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而用于从所述电感器传输一些能量至所述电容器； b)耦合功率离开所述并联组合，并在此后立即暂时断开所述并联组合与外部连接的连接，从而用于从所述电感器传输一些能量至所述电容器； 其中，在所述步骤a中，所述断开连接操作对于驱动电流的所述步骤的两个方向大体上相同执行；和 其中，在所述步骤b中，所述断开连接操作对于驱动电流的所述步骤的两个方向大体上相同执行。
【文档编号】H02M1/42GK104300771SQ201410110019
【公开日】2015年1月21日 申请日期:2007年6月6日 优先权日:2006年6月6日
【发明者】威廉·亚历山大 申请人:威廉·亚历山大