自动补偿功率变换器的制造方法

自动补偿功率变换器的制造方法
【专利摘要】一种用于补偿被配置为产生经调节输出电压的功率调节器的自动补偿方法。可基于对调节器和相应滤波器的假定，通过确定用于补偿功率调节器的补偿函数的各种系数来动态地进行自动补偿。该方法可用于确定至少DC环路增益和补偿零点的位置，而无需先前了解系统各元件值。此外，可以基于实际功率变换器中各种状态变量的测量值来选择补偿参数(环路增益，零点位置)，并根据测量来调节补偿函数的各个系数。由于没有使用功率调节器的发电机模型，可消除采用系统模型来替代系统本身的任意方法中可能固有的不准确性。
【专利说明】自动补偿功率变换器
[0001] 本申请是申请日为2010年9月21日、中国国家申请号为201010552622. 7、题为 "自动补偿功率变换器"的申请的分案申请。

【技术领域】
[0002] 本发明涉及反馈系统的补偿，更特别地涉及在数字功率控制器中的自适应补偿。

【专利附图】

【附图说明】
[0003] 通过参照与附图一起阅读的以下详细说明，将会更彻底地理解本发明的前述及其 他的目的、特征以及优点。
[0004] 图la示出了根据现有技术的功率调节器（降压调节器）的一种实施方式；
[0005] 图lb示出了被配置成实现自动补偿的功率调节器系统的一种实施方式；
[0006] 图2a示出了降压变换器的发电机模型的一种实施方式；
[0007] 图2b示出了带有负载的降压变换器的发电机模型的一种实施方式；
[0008] 图3示出了具有单个接近原点的极点补偿的环路增益建模的一种实施方式；
[0009] 图4示出了根据一种实施方式表示单位增益频率与DC环路增益的关系的函数曲 线（对应于 Qp? = 1. 17, 2. 33,4. 60,8. 93);
[0010] 图5示出了根据一种实施方式的对应于〇_ = 8.93(0(：增益=501(，4001(，7501()的 环路增益的波特图；
[0011] 图6示出了根据一种实施方式的表示相位裕度与DC环路增益的关系的函数曲线 (对应于 Qp? = 1. 17,2. 33,4. 60,8. 93);
[0012] 图7示出了根据一种实施方式的表示增益裕度与DC环路增益的的关系的函数曲 线（对应于 Qp? = 1. 17, 2. 33,4. 60,8. 93);
[0013] 图8示出了根据一种实施方式的Qp? = 8. 93、DC增益=190K时的环路增益的波 特图；
[0014] 图9示出了根据一种实施方式的Qp? = 4. 60、DC增益=360K时的环路增益的波 特图；
[0015] 图10示出根据一种实施方式的Qp°w = 2. 33、DC增益=660K时的环路增益的波特 图；
[0016] 图11示出了根据一种实施方式的表示DC环路增益为150K-fn'p° w = 13.45kHz、 Qp? = 8· 93、ζ。。_ = l/[2*Q?mp] = 0,1，2· 6 时的单位增益频率与比率=fn' etMP/fn'p? 的关 系的函数曲线；
[0017] 图12示出了根据一种实施方式的表示DC环路增益为150K-fn'p° w = 13.45kHz、 Qp? = 8· 93、ζ= l/[2*Qramp] = 0,1，2· 6 时的相位裕度与比率=fn' ?mp/fn'p? 的关系的 函数曲线；
[0018] 图13示出了根据一种实施方式的表示DC环路增益为150K-fn'p° w = 13.45kHz、 Qp? = 8· 93、ζ= l/[2*Qramp] = 0,1，2· 6 时的增益裕度与比率=fn' ?mp/fn'p? 的关系的 函数曲线；
[0019] 图14示出了根据一种实施方式的表示DC环路增益为230K-fn'p° w = 13. 45kHz、 Qp? = 8· 93、ζ。。_ = l/[2*Q?mp] = 0,1，2· 6 时的单位增益频率与比率=fn' etMP/fn'p? 的关 系的函数曲线；
[0020] 图15示出了根据一种实施方式的表示DC环路增益为230K-fn'p° w = 13.45kHz、 Qp? = 8· 93、ζ= l/[2*Qramp] = 0,1，2· 6 时的相位裕度与比率=fn' ?mp/fn'p? 的关系的 函数曲线；
[0021] 图16示出了根据一种实施方式的表示DC环路增益为230K-fn'p° w = 13.45kHz、 Qp? = 8· 93、ζ= l/[2*Qramp] = 0,1，2· 6 时的增益裕度与比率=fn' ?mp/fn'p? 的关系的 函数曲线；
[0022] 图17示出了根据一种实施方式的表示发电机在Qp°w= 1. 17-单个补偿极点接近 DC原点时的相位裕度与DC环路增益的关系的函数曲线；
[0023] 图18示出了根据一种实施方式的表示发电机在Qp°w= 1. 17-单个补偿极点接近 DC原点时的增益裕度与DC环路增益的关系的函数曲线；
[0024] 图19示出了根据一种实施方式的表示对应于增益因子k(k = kpm = °，kpm = 1°，kpm = 2°，kpm = 3°，kpm = 4°)的不同数值的一qp? = ι· 17、?τρ >> l 时相位裕度与比率=fn'?mp/fn' p°w的关系的函数曲线；
[0025] 图20示出了根据一种实施方式的表示对应于增益因子k(k = kpm = °，kpm = 1°，kpm = 2°，kpm = 3°，kpm = 4°)的不同数值的一qp? = ι· 17、?τρ >> l 时增益裕度与比率=fn'?mp/fn' p°w的关系的函数曲线；
[0026] 图21示出了根据一种实施方式的表示对应于增益因子k(k = kpm = °，kpm = 1°，kpm = 2°，kpm = 3°，kpm = 4°)的不同数值的一Qp〇w = 1· 17、Q?mp >> 1 时单位增益 vs.比率=fn，comp/ fn'p°w的函数曲线；以及
[0027] 图22示出了根据一组实施方式的实现自动补偿的方法的流程图。
[0028] 虽然本发明允许进行多种修正和替换形式，但通过图示实施例示出特定实施方 式，且将在下文中对这些实施例详细描述。但是，应当注意，此处的图示和详细说明意图不 在于将本发明限制于所述的特定形式，而是相反，本发明覆盖落入所附权利要求所限定的 本发明精神和范围的所有修改、等价方案以及替代方案。注意，标题仅用于组织的目的，不 用于限制或解释说明书或权利要求。此外，注意通篇使用的单词"可"表示许可的意思（即 可能，能够），而不是强制的意思（即必须）。

【具体实施方式】
[0029] 诸如微处理器和图形处理器的商用集成电路的快速发展和增加的功耗在功率输 送至1C以及从1C散出废热方面已形成了新的重要问题。目前，电源设计相比前些年远为 重要和困难。大电流/低电压1C要求非常清洁和稳定的DC电源。该电源必须能够输送非 常快的电流瞬态。到这些负载的电子路径也必须具有低电阻和电感（1. 5V的电源在60Amps 下在25πιΩ的电阻两端将完全压降）。
[0030] 通常，DC电源设计为将AC线路电压转换为一个或多个DC输出，这些输出将贯穿 一个系统发送至负载点（P0L)。但是，贯穿系统发送大电流信号是不现实的。为了克服该困 难，为了减小通过系统分配大电流信号的负面影响，已经采用了一种在适度的电压和电流 电平下分配功率的替换方法。并非将AC电源电压电平转换为中心位置的各个负载所需的 DC电压电平，而是典型地转换为"合理的"DC电压并传送至"负载点"（POL)，并在负载点本 地转换为所需的低电压。这样的技术称之为"分布式电源结构"，或DPA。
[0031] 在许多电压分配系统中，仅仅将系统周围的电源分散至多个P0L是不够的。通常 监测和控制综合电子系统以确保最高的可靠性和性能。在DPA系统中典型实现的功能（电 源特征）包括供电时序、热交换能力、斜坡控制、电压编程、负载监控、追踪、温度监控、风扇 速度控制、相位控制、电流共享、开关频率可编程性以及开关时钟同步等等。还存在电源系 统可能需要的其他功能。例如，温度测量的单个点、门的开/闭状态以及振动可能是所关心 的功能。
[0032] 为了适应对于更大功率和更紧凑系统的需求以及由此带来的新的分配问题，很多 现有的功率分配方案开始在单个封装中提供多重解决方案或功能。典型地，系统中的每个 功能都需要独立的配置。也就是说，每个功能需要它自身的互联网络将P0L转换器联系在 一起。互联网络可以实现粘合逻辑（glue-logic)，控制P0L转换器需要这样的逻辑，以使得 在系统运行期间能够成功执行特定功能。很多这样的功能包括需要相应的模拟信号线路的 模拟信号控制，且P0L变换器以点对点结构互联。当多个P0L变换器之间和/或P0L变换 器和系统的任意其他元件之间没有建立起正确通信时，传送这样的信号常常有困难。为了 努力在系统级别将所有或最多的这样功能联系在一起，一种方法已在用于控制单个P0L变 换器的控制1C中实现这些功能。也可将一些功能编程到经由I 2C(内部1C通信）母线与 附连P0L变换器通信的微控制器中，从而协调系统中所有P0L变换器的控制。
[0033] DC-DC变换通常由开关功率调节器或降压调节器实现，以将较高电压（例如，12V) 变换为一个或多个负载设备所需的较低值。一个公共体系结构用于将较高电压分配到多 个功率调节器，其中每个功率调节器会产生输送至一个或多个负载的不同（或可能是相同 的）电压。开关功率调节器通常采用两个或多个功率晶体管将能量从一个电压变换为另一 电压。诸如功率调节器100的一个常见的实施例，通常称为"降压调节器"，在图la中示出。 典型地，降压调节器100切换一对功率晶体管（108和110)以在他们的公共节点SW处形成 矩形波。所产生的矩形波可以通过包括电感器112和电容器114的LC电路来平滑，由此形 成所需的电压V f_。包括误差放大器116、比例-积分-微分（PID)滤波器102、脉宽调制 器（PWM) 104以及输出控制电路106的控制环路可以被配置成控制输出矩形波的占空比，并 由此控制最终的Vfi^值。
[0034] 对于模拟控制，III型补偿典型地为用于电压模式开关电源补偿的通用选择。补 偿的各种类型和变体可用于数字控制，但是其中一种最通用的补偿是数字PID补偿，在图 la中由PID滤波器102示出，其可被配置为在调节器100中实现数字补偿和/或滤波。总 之，数字功率控制已经用于电力工业的各种场合中有一段时间了。随着数字控制器成本的 降低，它们日益增加的使用变得愈加明显，但是它们相对于更为常规的模拟控制器的价格 和优势已经成为了争议的问题。争议的焦点问题在于数字控制是否能够真正提供超越模拟 控制的任意实质性的优势。
[0035] 半导体处理技术已经发展到数字电路相对于模拟电路确实地具有尺寸上的优势。 例如，整个数字微控制器可以形成为大约具有单个（小）模拟元件：电容器的尺寸。此外， 数字技术提供了集成和合并复杂的控制算法的可能性，该算法可能太复杂、太大或太贵以 至于不能作为模拟设计实现。在"最优化时滞控制"或ODTC中描述了这个问题的一个示例。 ODTC是创新的搜索算法，其调节开关时滞以使得功率变换器的效率最优化。尽管"自适应 时滞"的模拟实现已经存在一段时间了，但是他们不包括对于效率的最优化，而仅仅包括对 于交叉导通的防止。
[0036] 电源运行的另一要素是稳定性。由于在不良定义（或甚至是不好理解的）负载和 环境状况下系统稳定性的复杂性，稳定性补偿最好是可提供绝对优于模拟方案的数字实现 的区域之一。由于数字控制的计算效率和能力，补偿是数字运算相对于模拟运算具有明显 性能优势的区域。
[0037] 如上所述，反馈系统的一个示例可以涉及DC-DC变换，其可通过使用两个或多个 功率晶体管的开关功率调节器来实现，该开关功率调节器可将能量由一个电压变换为另一 个电压。总之，如本文所用的，术语"电压调节器"、"负载点（P0L)调节器"、"功率变换器" 和"功率调节器"可互换使用以表示被配置为通过调节后的输出电压将电流传送至负载的 设备。这样的功率调节器或功率变换器可实现电压变换，且不仅可包括反馈控制电路，还 可包括附加的控制电路，该附加控制电路除了进行电压变换以及在将电流输送至负载的同 时提供经调节的输出电压，还执行与电压调节和/或功率调节和控制相关的一种或多重功 能。一个P0L调节器可分为：电压变换器部分，其实质上包括P0L输出级；以及控制电路，其 可具有包括调节和控制功能在内的P0L调节器的所有其他功能。在一组实施方式中，控制 电路可在集成电路上实现，并与外部的输出级相耦合，以构成完整的P0L调节器。图la中 示出了一个功率调节器，其为降压调节器。总之，可以控制晶体管108和110不同时通过电 流。典型地，当晶体管108导通（HS被置为有效）时，晶体管110可以是关断（LS被解除有 效）。
[0038] 发电机模型
[0039] 图2a示出了功率调节器（例如图la所示的降压变换器100)例如在无负载时的 发电机模型。发电机不带负载时的传递曲线可由下述方程式表示：
[0040] (1)
[0041] gPs(s) = V输出（s)/V输人（s) = [l+sA2*3i*fzrdr)]/[l+i^(2*3i*fn,p0w*Q p0w)+s2/ (2*^fn,p0w) 2]
[0042] 其中
[0043] fn, pOT = 1/ [2* π *sqrt (L*C。）]，
[0044] Qpow= 1/(2* ζ pow) = [1/(R+Rco)]*sqrt[L/Cj ,
[0045] fzesr = 1/ [2* π *Rc0*C。）]，
[0046] Qpmt和ζ POT分别表示发电机的品质因数和衰减因数，而fn,POTt表示固有频率。术语 "sqrt"表示"平方根"。
[0047] 发电机带负载R°(图2b)时的传递曲线可由下述方程式表示：
[0048] (2)
[0049] gps(s) = [R0/(R0+R)]*[l+s/(2* π *fzesr)]/[l+s/(2* π *fn，p0w*Qp0w)+s2/(2* π *fn, )2] pow/ J
[0050] 其中
[0051 ] fn，POT = 1/ {2* π *Sqrt [ (L*C。) * (R0+R⑶)/ (R0+R) ]}，
[0052] Qpow = sqrt [ (L/C。）* (R0+R⑶）* (R0+R) ] / {L+C0* [R⑶* (R0+R) +R0*R]}，
[0053] fzesr=l/[2*3i*Rc0*C。]。
[0054] 环路补偿
[0055] 典型地，用于降压变换器反馈环路的补偿函数引入接近原点（DC)的一个极点以 及接近发电机固有频率4,_的两个零点。假设归因于电容器'esr'（接近频率f z_)的零 点可以由于其较高的数值而被忽略。则补偿函数可以重新写为：
[0056] (3) gcomp (s) = k* [1+s/ (2* π *fn, comp*Qcomp) +s2/ (2* n *fn, comp)2] /s
[0057] 其中又& 乂^，fn,MP表示补偿频率。Q_p表示补偿品质因数。k、f n,_p和Q_p 分别作为补偿系数，一起确定DC环路增益和补偿零点的位置，从而根据方程式3给出的补 偿函数有效地确定发电机的补偿。此外，根据方程式3给出的补偿函数，这些补偿系数可以 一起来确定发电机的补偿极点的位置。该补偿函数可以实现下述目标：
[0058] ?高环路增益，例如，进行调节处的DC高环路增益，
[0059] ?需要削弱噪音的高频处的低环路增益，
[0060] ?近似于接近原点（DC)的单个极点的简单环路传递曲线。
[0061] 自动补偿方法
[0062] 基于与系统相关的某些假设，以及期望的运行频率，在此所述的自动补偿方法的 各种实施方式可以用于确定DC环路增益和补偿零点的位置，而无需对系统的任何先前了 解。此外，补偿参数（DC环路增益，零点位置）的选择可以基于系统的一个或多个状态变 量的测量值，例如实际功率变换器的输出电压的测量值。由于不使用系统模型，可以没有误 差，当使用采用系统模型的任意方法来代替基于系统自身选择补偿参数的方法时，将会带 来这样的误差。应当注意，为了获得期望的相位裕度，或使相位裕度处于期望限定值内，可 以基于功率变换器和滤波器整体结构的相关假设或是预先知识来选择补偿参数。换句话 说，尽管补偿参数可基于所测得的状态变量选择，而不基于由系统模型推出的额定值，但它 们还可基于滤波器和功率变换器整体结构的假设和/或预先知识来进行选择。例如，在一 组实施方式中，可以理解，所要补偿的功率变换器是具有LC滤波器结构（例如，如图2a和 2b所示）的降压变换器（例如，如图la所示的变换器），。总之，如上所述，不需要了解滤 波器和变换器的元件值，尽管对滤波器结构和变换器类型的了解可以在选择补偿参数时进 行考虑。
[0063] 在此所述的自动补偿方法的实施方式可以很好地适用于包括处理器和存储器的 数字控制器等。图lb示出了一个这样的示例系统，其中微控制器（处理器）202可以与存储 器204连接，并可以与电压调节器208的电压调节器控制级206连接。控制器202由此为 电压调节器208实现自动补偿，如下文进一步描述。应当注意，图la所示实施方式的可替 换实施方式也同样是可能并能够预期的。例如，可替换实施方式可包括根据本文所述的原 理被配置成执行实现自动补偿的各种函数的专用硬件，或硬件和软件的组合。该自动补偿 方法还可在任意给定应用或系统配置中执行，用于补偿上升为正常输出电压（不带负载） 之前的低输出电压（例如l〇〇mV)，和/或在安装功率变换器之前用于特定系统结构或应用 中（带负载或不带负载，用于任意输出电压）。例如，在使系统运行于期望的正常输出电压 之前，该自动补偿方法可以与经调节的低输出电压（例如，lOOmV) -起执行来确定期望的 补偿参数。如果在应用中进行了自动补偿，则当在低输出电压下工作时，在输出电压斜坡上 升为期望的正常工作值之前，补偿函数的系数（k，f n,_p，Qramp)可以重新计算，以解决元件值 随时间的偏移的问题。该自动补偿方法的各种实施方式可包括至少三个步骤：初始补偿函 数的选择，DC环路增益的选择（需要选择系数k)，以及系数f n,。_和Q_p的选择。
[0064] 第一步：诜择初始补偿函数
[0065]自动补偿可以发生在闭环操作中。因此可以选择初始补偿函数以实现用于发电机 元件值中所有实际值的稳定反馈环路。最初可以选择/制定接近原点的单个补偿极点和低 DC增益（k = kinit)。kinit的选择假设在稳态条件和额定输出电压下达到需要调节的最小环 路增益。补偿函数可以由下式给出：
[0066] (4)gC(Mp(s) = kinit/s。
[0067] 从而总的环路增益可以是：
[0068] (5)g 环路=kini^kfgpjs)*/^
[0069] 其中gPs(s)由方程1给出，而匕表示由诸如脉宽调节器（例如，图la所示的PWM 模块104)和误差放大器（例如，图la所示的误差放大器116)的其它函数贡献的调节环路 增益。如果选择一个足够小的增益值k，补偿函数可以确保对于任何实际的传动系元件值 (即，功率变换器的实际元件值）均有稳定的环路。接近原点的单个补偿极点和低DC环路 增益的组合可以产生低于发电机固有频率4,。。_的单位增益频率f init,x。。由此，方程（5)中 的环路增益的相位裕度将为90°，以确保稳定运行。
[0070] 由于初始参数kinit的选择依赖于功率变换控制器，该自动补偿方法可以基于这样 的假设来构成，即k init是基于在额定调节输出电压值下的稳态下足以进行调节的最小环路 增益来选择的。换句话说，足够低的DC增益表示电压调节器（功率变换器）运行 在其公差规范内时可能的最低增益。例如，在初始化步骤期间可以选择k init(k的初始值） 以满足：
[0071] (6)kinit << 2* π *?·η,ΡΜ/(ρρΜ*ι〇，
[0072] 其中&表示控制器（例如，控制器1C电路模块，除PID函数的滤波器实现方式） 的DC增益贡献。当根据方程（5)选择匕_时，单位增益频率f init,x。将低于发电机的固有频 率（如上所述）：
[0073] (7)finit,xo<fn, pow。
[0074] 因此，根据方程（5)选择kinit将产生大约90度的相位裕度和足够的环路增益裕 度。不满足要求的任何控制器和功率滤波器组合可视作落在关注的应用空间之外。
[0075] 图3示出了用于模拟环路传递曲线的示例性降压变换器发电机和单个接近原点 的补偿极点的模型。所有给出的元件值作为示例用于解释的目的，而且取决于发电机的实 际结构，其他实施方式也可包括不同值和不同元件。图3所示的模型包括延迟元件302， 该延迟元件302对可能由控制电路的数字运行引起的延迟建模，所述控制电路可进一步由 如下标题描述：采用可编程数字控制器的自动补偿方法的实现。可以假设功率变换器的占 空比在每个开关周期中更新，从而使得通过延迟元件302的延迟等于功率变换器的开关周 期。在特定示例中，开关频率假设为400kHz，造成的延迟为2.5ys。对于图3所示的元件 值，固有频率f n,elMp为13. 45kHz，而品质因数QPOT为8. 93。
[0076] 图3中的电阻器304的值（r = R开关+RJ可以变化（改变）以获得不同的品质因 数QP(W值，同时保持固有频率不变。图4示出了对于功率级品质因数Q p"的不同值（在实施 例中示出，Qpmt = 1. 17,2. 33,4. 60,8. 93)的环路（其由发电机和接近原点的单个补偿极点 构成）的作为DC环路增益的函数的单位增益频率。对于高的QPOT值，（下降）环路增益在 DC环路增益值范围内的两个频率处与OdB水平线相交。较高的Qp"值可以引起较宽范围的 DC增益值，其中可产生两个OdB交叉频率。第二（较高）的OdB交叉频率可以确定环路增 益的单位增益频率。图5示出了 Qp" = 8.93(高Qp"发电机）的环路增益的波特图。对于 低DC环路增益值（例如50K)，下降的环路增益仅在低频率处与OdB交叉。谐振峰值不会 与Odb水平线交叉。由此，相位大约为-90°，而相位裕度为+90°，从而形成稳定的环路。 对于较高的DC环路增益值（例如400K)，谐振峰值也可与OdB水平线交叉。最终，对于很 高的DC环路增益值（例如750K)，谐振峰值根本不会在低频率处与OdB水平线交叉。如图 5所示，对于高DC环路增益值，单位增益频率将超过发电机的固有频率f n,POT。此外，由于相 位的锐变在发电机的固有频率4,_附近，相位裕度会非常小（达到负值）。因此环路会变 得不稳定。
[0077] 图6示出了对于功率级品质因数Qp"的不同值（在实施例中示出，QPOT = 1. 17, 2. 33,4. 60,8. 93)，作为DC环路增益的函数的环路相位裕度。在DC环路增益值（单位增益 频率低于固有频率fn, p(J的整个范围上具有单个的〇dB交叉频率的低Qp"发电机（例如， Qpqw = 1. 17)可呈现相位裕度由对应于低DC环路增益值的接近90°到高DC环路增益值处 的负值的渐变。较高QP(W发电机在（下降）环路增益从单个〇dB交叉频率变化到两个OdB交 叉频率值（单位增益频率可以超过固有频率f n,p(J的DC环路增益值下可呈现从接近90° 的相位裕度到负相位裕度的锐变。如图6所示，对于较高的Q p"发电机，较低DC环路增益 值可以获得足够的相位裕度。
[0078] 图7示出了对应于功率级品质因数Qp°w的不同值（在所示示例中，Q p°w = 1. 17， 2. 33,4. 60,8. 93)的作为DC环路增益的函数的环路增益裕度。较低的DC环路增益值可以 提高增益裕度。此外，较高Qpmt的发电机可能需要较低的DC环路增益值，以实现足够的增 益裕度以便于稳定运行。
[0079] 总之，如图6和7所示，如果选择接近原点的单个补偿极点和足够小的DC环路增 益值，则对于具有低和高Q P(W值的功率级，该环路稳定且具有足够相位裕度和增益裕度。低 DC环路增益值也可以产生低单位增益频率。由此，环路的性能在稳态调节和负载瞬态响应 二者中均有裕度。因此包括接近原点的极点以及足够小的DC增益（可以在控制器中实现 的可能的最小DC增益）的初始补偿函数可以确保在变换器上电之后稳定运行。
[0080] 第二步：诜择DC环路增益倌（补偿系数k)
[0081] 当DC环路增益值增加时，环路相位裕度和增益裕度最终变得不足，如图6和7所 示，从而导致系统不稳定。对于发电机的高品质因数Q pmt值而言，可能发生由稳定到不稳 定的锐变。然后DC环路增益中小的百分比改变可能引起相位裕度由接近90°的值到负值 的变化。通过监控输出电压的纹波（即，峰值到峰值偏移），可以检测到相位裕度何时减小 以及环路何时在接近不稳定的区域中。可以针对k = kinit测量稳态开关纹波幅值，在k = kinit时认为系统处于稳态。在该算法的搜索步骤期间，可设置被认为是输出处的可接受纹 波（例如，由开关或不稳定引起的）的上限。在一组实施方式中，上限可以指定为等于增加 了小百分比的开关纹波。上限的精确值并不重要，只要在搜索结束时的稳态纹波满足需求。 这样，DC增益可以增大，直到输出电压的纹波达到预定阈值。如本文所使用的，表示相 位裕度呈现锐变处的增益k值。该值可以在自动补偿方法的前序步骤中作为参考点使用。 表1示出了增益裕度为0dB、-3dB、-6dB时的DC环路增益值，且该相位呈现从正值到负值的 锐变。
[0082] Qpmr 增益裕 增益裕 增益裕 相位裕 度=0dB时的度=-3dB时的度=-6dB时的度锐变时的 __DC增益 DC增益 DC增益 DC增益 8.93 DC增益 DC增益 DC增益 DC增益 __=195.31C =137.71( =97.291( =190K 4,60 DC增益 DC增益 DC增益 DC增益 __=372.2K =262.8K =185.8K =360IC 2.33 DC增益 DC增益 DC增益 DC增益 __=728.7K =515.7K =363.IK =660K 1.17 DC增益 DC增益 DC增益 - _=1.454M =1.025M =726.2K _
[0083] 表 1
[0084] 换句话说，自动补偿的第二步可包括增加补偿系数k的初始DC环路增益值kinit， 直到输出纹波增大至预定阈值以上，从而表示该系统由于相位裕度和/或增益裕度不足而 进入接近不稳定的区域。在该自动补偿方法步骤结束时的补偿系数k的值可以接近用于具 有高品质因数Q P(W的发电机的kWi，其中^是相位裕度呈现锐变时的DC增益值。如将进 一步在下文示出的，该自动补偿方法可能对于该步骤中选择的DC环路增益的精确值并不 敏感。
[0085] 图8、9和10示出了分别具有不同品质因数Qpot--8. 93、4. 60、2. 33的发电机环路 增益的波特图。可以选择DC增益值等于在自动补偿方法的第二步中选择的DC增益k相位。 如图所示，所有三张图中的谐振峰值近似位于OdB水平线。因此，环路增益的单位增益频率 可以近似等于发电机在自动补偿方法第二步结束时的固有频率f n,POTt。这样，第二步可以首 先反复修改k以获得更高精度（较高增益）和速度（较高单位增益频率）。由环路增益函 数可以导出，很明显当将k增大至k Wi= 2*π*?·η,ρΜ/((?ρ"*1〇将使得单位增益频率（f ug)fug =fn,POTt并且在f = fn,p"处具有零增益裕度。因此，将k值从kinit增大至接近的值将 导致不稳定的调节环路。据此，设置占空比的限值将确保"纹波"幅值不会失去控制。这些 限值可设定在步骤1 (k = kinit)中测量的占空比值附近。表2示出可由图8、9和10得出的 单位增益频率。
[0086] Qp〇w f- DC 单位增 ___增益 益频率_ 8.93 13.45kHz 19()1( 13.34kHz 4.60 13.45kHz 360K 13.14kHz 2.33 13.45kHz 660IC 12.08kHz
[0087] 表 2
[0088] 第三步：选择补偿系数fn, _p，Q_p各自的值
[0089] 在这一步中，可将两个零点加入补偿函数中以通过增加环路带宽来改善调节环路 的性能。补偿函数可以再次采取等式3的形式：
[0090] (3) gcomp (s) = k* [1+s/ (2* π *fn, comp*Qcomp) +s2/ (2* n *fn, comp)2] /s.
[0091] 总的环路增益可由下式给出：
[0092] (7) g 环路=hkfgps (s) * [l+s"2* π *fn, c_*Qc(Mp) +SV (2* π *fn, c_)2] /s，
[0093] 其中gPS(s)由方程1给出，对于高〇。_值&^相位，同时kl表示由诸如脉宽调节 器（如图la中PMW模块104)和误差放大器（如图la中的误差放大器116)的其他函数贡 献的调节环路增益。在自动补偿函数的这一步，可选择方程3中出现的fn,ramp和Q_ p的值。 [0094] 最初将选择一个较高的fn,。_值以确保对于任何实际的发电机的元件值fn,。_ > > fn,pOT。在一组实施方式中，当选择fn, _p的初始值时，可以假设发电机fn,p<M遵从由性能 期望值和控制器的限值确定的设计方针，例如，存在已知的fn,p(w上限，超出该上限则给定控 制器不可能稳定运行。换句话说，尽管不需要了解该发电机，但可基于对控制器的了解、基 于对控制器与潜在的（期望的）发电机的互可操作性原理的良好理解来制定关于发电机的 假设。例如，在一个实施例中，可以按照控制器的开关频率确定数字控制器的上限f n,pmt，就 如下面将看到的方程13所表述。在此以一个高QPOT(例如：Q POT = 8. 93)的发电机为例。对 该发电机考虑两个DC环路增益值。一个（DC增益=230K)将比步骤2(k = kWi)中选择 的DC环路增益值高20%同时另一个（DC增益=150K)则低20%。下文将示出，该自动补 偿方法对于步骤2中选择的DC环路增益的精确值并不敏感。
[0095] fn,。。_补偿系数可从高数值反复减小至低数值，同时保持Q_p补偿系数不变。图 11、12和13分别示出了对于DC环路增益值为150K的作为比率f n'_p/fn'p°w的函数的对于 三个不同的Q_ p值（在该实施例中，Q_p = 〇. 192,0. 5和大于1)的单位增益频率、相位裕 度和增益裕度。
[0096] 类似地，图14、15和16示出了 DC环路增益等于230K时的单位增益频率、相位裕 度和增益裕度。
[0097] 对于fn,_p > > fn,p"、Qramp > > 1以及DC环路增益为150K时，该环路呈现足够的 相位裕度但是较低的增益裕度。对于fn,_p >> fn,p?、Q_p >> 1以及DC环路增益为230K 时，相位裕度和增益裕度均可能不足。通过将4,。。_的值（或等效地比率值=fn,_p/f n,p(J 减小至大概接近Qp"的值而保持Q_p >> 1，对于上述两个DC环路增益值均能得到足够的 相位裕度和增益裕度。这样在步骤2结束时（此时选择DC环路增益）观测到的电压输出 的增加的纹波可以减小至低于定义最大可接受的输出纹波的限值之下。换句话说，通过在 第一步骤（上文概述）期间测量输出的开关纹波幅值，当观测到的输出处的纹波在测量的 稳态开关纹波附近时，系统可被看作是稳定的。
[0098] 随着fn,_p值进一步减小，单位增益频率可保持增大，同时相位裕度和增益裕度开 始减小。因此通过不断减小fn,_p，纹波可能又开始增加。输出电压纹波增加至预定限值以 上可作为停止减小fn,。_值的标准使用。选择的fn,。。_值也可导致环路单位增益频率增加 (高于发电机的固有频率f n,p(J。
[0099] 如图 11、12、13、14、15 和 16 所示，对于 QCMP > > 1 ( C-兰 〇 ),上述选择 fn,CMP 的 搜索方法对于两个DC增益值（150K和230K)均是成功的。因此，该方法对于步骤2中选择 的DC环路增益的精确值并不敏感。应当注意，使用低Q_p值对于搜索确定fn,_p值不是合 适的选择。图12、13、15和16中所示的作为低Q ramp值时的比率fn, _p/fn,POT的函数的相位 裕度和增益裕度的曲线表示所述的搜索方法（存在于从高数值到低数值扫描并监测 输出电压纹波）并不易于实现选择f n,_p值而增加增加环路单位增益频率以及足够的相位 裕度和增益裕度的目的。因此，在自动补偿方法的该步骤中，可以调节Q_ p使得Q_p >> 1 ( Ccomp - 〇 )
[0100] 总之，该自动补偿方法的第三步（选择fn,。_值）可包括选择足够高的f n,。。_值 使得4,。。_/4,_>> 1，（如上所述，将进一步参照方程13在下文中讨论），从而确保加入 补偿函数的两个零点的初始值远大于发电机的固有频率fn,POTt，同时保第三步 还包括减小fn,_p的初始高值以获得满意的环路相位裕度和增益裕度，从而将增加的输出 电压纹波减小至预定值之下。此外，减小该级的4,。。_值从而增加单位增益频率，会使得输 出电压纹波由于相位裕度和/或增益裕度减小而重新增加至预定阈值之上，在该点处f n,_p 值又会稍许增加，从而使得输出电压低于预定阈值。
[0101] 结论
[0102] 执行上述步骤会由此获得下述补偿函数中给出的所有三个系数（k，fn,ramp，Q_ p):
[0103] (3) gcomp (s) = k* [1+s/ (2* π *fn, comp*Qcomp) +s2/ (2* n *fn, comp)2] /s
[0104] 根据功率变换器结构和其采用的滤波器的大概了解和/或假定可以获得该自动 补偿方法的各种实施方式，无需了解特定发电机元件值。因此，基于将要用于补偿功率变换 器的期望运行（开关）频率和/或控制器，根据关于发电机作出的某种假定可以实现各种 实施方式。所选择的补偿函数系数值会产生具有足够相位裕度和增益裕度的稳定调节环 路。此外，它们会得到最大的单位增益频率并最终得到稳定的环路。
[0105] 自动补偿方法应用于低Q发电机
[0106]自动补偿方法的各种实施方式还可用于获取低Q发电机的系数值。如前文所述 的，可以在自动补偿方法的第二步中选择增益因子值k。对于高品质因数Qp"发电机，由于 环路相位裕度的锐变作为环路DC增益的函数，可以很好地定义所选择的k值(]<=。 用于确定存在过量输出纹波的阈值的精确值对于所选的k值几乎没有影响。图17示出了具 有低品质因数QP(W发电机（在该实施例中，Qpmt = 1. 17)的作为发电机环路DC增益（其与 k成比例）的函数的相位裕度。图18示出了作为环路DC增益的函数的增益裕度。该补偿 可包括接近DC原点的单个极点。相位裕度从负值（导致不稳定回路）到足够的正相位裕 度（导致稳定回路）的变化可以是渐变的。增益裕度曲线的变化也可以是渐变的。因此， 所选择的确定过量输出电压纹波的阈值会影响增益因子k的选择值。
[0107] 自动补偿方法可适用于宽范围的增益因子k值（步骤2中选择的）。图19和20 分别示出了对于相同发电机的不同增益因子k值的作为比率f n,_p/fn,pOT的函数（同时保 持Q_p > > 1)的相位裕度和单位增益频率。特别地，kpm = %、kpm = p kpm = 1(|和kpm = 2(| (对于 该特定发电机分别表示使得图17中相位裕度为0°、10°、20°、30°和 40°时增益因子k的值。该自动补偿方法可以用于为四个不同k值之一选择小于1的比率 fn,?mp/fn,p<M值。在步骤3中，自动补偿方法可用于不断减小fn,_ p/fn,pmt值以改进相位裕度 和增益裕度（图19, 20)从而减小步骤2结束时存在的输出纹波。该方法还用于不断减小 Wfn,P?值从而改进环路（图21)的单位增益频率。但是，相位裕度和增益裕度（图19， 20)的减小会导致输出电压纹波的增加。因此，当输出电压纹波超过对应于认为是过量纹波 的预定阈值时，可以终止用于选择f n,_p/fn,p(W的搜索。在此应当注意，之前确定的阈值（且 在上文概述的第二步中使用）可对应于依然形成稳定系统的可得到的最小纹波。但是，在 某些实施方式中，可以确定两个阈值。"安静"阈值，对应于稳定、无噪音运行时的纹波，"有 噪声"阈值，表示稳定运行，虽然在输出电压可能存在稍许的低水平工作。当使用"有 噪声"阈值时，当电压纹波降低至"噪声"阈值之下时可以终止对f n,_p/fn,pmt的搜索。
[0108] 如图19、20和21所示，可以在自动补偿方法的步骤2中选择宽范围的DC增益值， 在步骤3中选择的f n_p/fn,POT值可小于1，这样可得到类似的相位裕度、增益裕度和单位增 益频率。因此，对于低品质因数Q pmt发电机，该自动补偿方法可能对步骤2中选择的精确DC 增益值并不敏感。
[0109] 俥用可编稈数字控制器的自动补偿方法的实现
[0110] 以下是如何使用数字控制器实现自动补偿方法的特定实施方式的示例。该模拟 (s-域）补偿函数的实现为：
[0川](3) gcomp (s) = k* [1+s/ (2* π *fn, comp*Qcomp) +s2/ (2* π *fn, comp)2] /s
[0112] 在z-域（数字实现）中可由下式给出：
[0113] (8)gcomp(z) = [A+B*z-1+C*z-2]/[1_z-1]
[0114] 为了使公式（3)和（8)表述的传递曲线在采用复数个补偿零点时达到相同的小信 号特性，可以建立下述关系：
[0115] (9a) A = k/[l_2*r*cos Θ+r2]，
[0116] (9b) B = _A*2*r*cos Θ ,
[0117] (9c) C = A*r2，
[0118] 其中
[0119] (]_〇a) r Ξ e-，
[0120] (10b) Θ ^ [2*Ji*fnjC0mp/fJ*Sqrt[l-l/(4*Qcomp 2)]〇
[0121] 应当注意，在方程（10a)和（10b)的推导中，假定采样频率与开关频率fsw相当。当 功率变换器的占空比在每个开关周期更新一次时保持如此。A，B，C可被认为是补偿系数， 其共同确定DC环路增益，以及所补偿的功率变换器的补偿零点的各自位置。取决于所使用 的功率调节器/控制器类型，具体地，当所用的功率变换器类型不同于本文所述的实施方 式时，A、B和C 一起可以大体确定补偿零点、补偿极点或两者的各自位置。可替换地，取决 于发电机、控制器和滤波器的类型，补偿系数可以根据与方程9a到9c所示的关系略微不同 的关系来建立。但是，可以根据本文所述的标准和考虑来定义和选择应用于不同的特定发 电机，控制器和滤波器布局的类似的补偿系数。
[0122] 根据公式9a、9b和9c，可以导出如下关系：
[0123] (11) A+B+C = k
[0124] 选择A = C可以使得补偿零点具有ξ。_ = 0 (或者等效地Q_p = °° )。
[0125] 这可由下式导出：
[0126] A=q ^ r2 = 1 ^ Qcomp = co => ζ?〇ηρ = 1/(2 * Qcomp) = 0
[0127] 因此
[0128] (12) A=C 4 以。--°° ( - 〇 )。
[0129] 此外，如果 A = C(Qcmp =〇〇 )且 B = 0,则：
[0130] 方=()4 cos<? = 0 4 6? = %/2 〇 冗/2 = 2 * 冗 * /Bc //OT] 4 /"，c = /w /4 ο
[0131] 因此
[0132] (13) = 0) & (力=C) 4 乂=九4，
[0133] 其可确保fn,_p = fsw/4 >> fn,pOT，因此在实际应用中保持fsw >> fn,pOT。
[0134] 根据该自动补偿方法，可以首先确定DC增益，之后可以引入两个补偿零点频率。 可以选择较高的固有频率f n,_p的初始值以确保补偿零点对于环路增益的稳定性和带宽几 乎没有影响。通过一开始包括在高频处定位的两个零点，然后确定DC增益因子"k"，可简化 该方法的实现。该自动补偿方法的实现中的两个因素可以显著地减小该方法实施所需的运 行时间。一个因素可以是采用一维搜索选择环路增益（增益因子k)和补偿零点频率（f n, 。_，（。。_)的位置。另一因素可以是所需计算的简单性，该计算可主要包括加法和减法。
[0135] 步骤1-初始化补偿函数系数A、B和C
[0136] 首先，通过初始化补偿系数如下：
[0137] A = C = kinit/2，B = 0，
[0138] 可设定 k = kinit，ζ c_ = 0, fn，c_ = fsw/4(fn，c_ = fsw/4 >> fn，pow)。
[0139] 在一组实施方式中，可以确定经调节输出电压的"安静"阈值，或工作阈值，如下文 进一步所述。此外，还可确定"有噪声"输出阈值用于在固定输出电压V fi^下调节输出时终 止搜索的标准。输出波形的均值和峰值-峰值（纹波）可以通过测量系统的各种状态变量 来确定，其可包括输出电压自身的测量（每个开关周期中采用多个采样）。均值和纹波值可 以定义为"安静"稳态值。"有噪声"输出阈值以定义在高于安静稳态纹波V p_p,ss 一定百分比，即乂" ，有嘆声 Vp-p，+ (1+ε)。
[0140] 步骤2-确定环路增益（增益闵子k)
[0141] A和C(A = C = k/2)可以增加同时保持B = 0,其会导致DC环路增益增加。在每 个增益增加之后，可以测量指定/选择的状态参数，其意味着测量输出电压纹波，确认输出 电压纹波是否超过V'lgjii}。如果超过阐值则A和C可不再增加。 Ci^)用于分别表示搜索结束时系数A和C的值。
[0142] 步骤3-确定衰减闵子ζ ^ = 0时补偿零点的固有频率fn,n_
[0143] B的绝对值（即|B|，对于B < 0)可以增加同时保持A+B+C = A增益+C增益（常数） 以及A = C(即A = C= [An^+Cj^-Bil/2)。这样可以保持环路增益不变，从而减小固有频 率4,。。_并保持（。。_ = 0。当4,。_接近发电机固有频率时，纹波将减小到Vp_p,有嘆声 以下。当增大B的绝对值时，f n,_p最终开始降低至fn,POT以下，这导致增加的纹波超过V p_p, 有辦。此时可略微减小|B|，以使输出纹波重回声电平以下。
[0144] 总的自动补偿算法
[0145] 在一组实施方式中，可以根据图22所示的流程图执行自动补偿。虽然图22所示的 方法可以适用于多种功率变换器和相关的发电机模型，但参照上述由图1，2和3描述的功 率变换器和发电机以及补偿器模型可最好地理解流程图2300中所描述的各种动作。总之 自动补偿可以参照和/或根据对功率变换器和滤波器的类型/结构的预先了解（或有关假 设）来进行。因此，通过首先初始化补偿函数（2302)的一个或多个系数可进行自动补偿， 该补偿函数（2302)用于控制被配置为提供经调节输出电压的功率变换器。指定这些系数 以便这些系数中的一个或多个一起确定环路增益，例如，DC环路增益，以及由补偿函数定义 的补偿零点和/或补偿极点的各自位置。随后，测量功率变换器的一个或多个状态变量以 获得经调节输出电压的额定稳态值（2304)。这些状态变量可以包括但不限于经调节输出 电压自身、电感器电流。控制信号值或用于调节输出电压的信号值--例如，诸如用于图la 所示的变换器的PWM控制信号的占空比值等。
[0146] 然后基于所获得的经调节输出电压的至少一个额定稳态值来确定第一输出阈值 (2306)，并调节一个或多个系数中的至少第一系数直到经调节输出电压超过第一输出阈值 (2308)。还可以基于一个或多个状态变量的测量来确定经调节输出电压是否超过第一阈 值。一旦经调节输出电压已经超过第一输出阈值，就调节一个或多个系数中的至少第二系 数，直到经调节输出电压达到第一输出阈值。在一些实施方式中，确定的阈值代表"安静"阈 值，对应于无噪音/抖动工作。在可替换实施方式中，可以基于第一输出阈值确定第二输出 阈值（2316)。第二阈值可以超过第一阈值一定百分比，且可以表示"有噪声"阈值，对应于 在工作期间开始出现一些噪声/抖动时的输出电压电平。这种情况下，调节一个或多个系 数中的至少第一系数直到经调节输出电压超过第二输出阈值（2318)，一旦经调节输出电压 超过第二输出阈值，则调节一个或多个系数中的至少第二系数，直到经调节输出电压降低 至第二输出阈值之下（2320)。
[0147] 尽管以上实施方式已经论述详尽，也可能有其他方式。对于本领域技术人员来说， 一旦完全理解了上述公开内容，各种改变和修改就变得显而易见。下述权利要求旨在被解 释为包含所有这样的改变和修改。注意，本文所用的段标题仅用于组织的目的，而不意味着 限制本说明书或所附的权利要求。
【权利要求】
1. 一种用于控制功率变换器的方法，所述方法包括： 初始化补偿函数的一个或多个系数，其中所述一个或多个系数确定由所述补偿函数定 义的环路增益和补偿零点的各自位置； 在所述初始化之后，根据至少所述补偿函数来操作所述功率变换器，功率调节器生成 经调节输出电压； 在所述功率变换器的操作期间测量所述功率变换器的一个或多个状态变量； 基于所测量的一个或多个状态变量获得经调节输出电压的额定稳态值； 基于所获得的经调节输出电压的至少一个额定稳态值来确定第一输出阈值； 调节所述补偿函数的所述一个或多个系数中的至少第一系数直到所述经调节输出电 压超过所述第一输出阈值；以及 调节所述补偿函数的所述一个或多个系数中的至少第一系数直到所述经调节输出电 压达到所述第一输出阈值。
2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述测量功率变换器的一个或多个状态变 量包括测量所述经调节输出电压的峰值-峰值偏移； 其中所述经调节输出电压的额定稳态值包括所述经调节输出电压的额定峰值-峰值 纹波值；以及 其中所述经调节输出电压的至少一个额定稳态值是所述经调节输出电压的额定峰 值-峰值纹波值。
3. 如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述确定所述第一输出阈值包括将所述第 一输出阈值设定为所获得的经调节输出电压的额定峰值-峰值纹波值。
4. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述初始化所述一个或多个系数包括给所 述一个或多个系数赋值，从而实现下述情况中的一个或多个： 接近原点的单个补偿极点；以及 低DC (直流）环路增益。
5. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述一个或多个系数还包括第三系数； 其中所述调节至少所述第一系数包括增大所述第一系数和所述第二系数；以及 其中所述调节至少所述第二系数包括增大所述第三系数。
6. 如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括： 在所述增大所述第一系数和所述第二系数期间保持所述第三系数不变。
7. 如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括： 调节所述第一系数和所述第二系数，从而使所述第一、第二和第三系数之和在所述增 大第三系数期间保持不变。
8. 如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述调节所述第一系数和所述第二系数包 括： 保持所述第一系数等于所述第二系数；以及 当所述经调节输出电压超过所述第一输出阈值时，保持所述第一、第二和第三系数之 和等于与所述第一系数和所述第二系数的当前和相对应的值。
9. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述测量所述功率变换器的一个或多个状 态变量包括测量以下一个或多个值： 所述经调节输出电压； 在调节所述输出电压时由所述功率变换器使用的一个或多个控制信号的各个值；或 响应于所述经调节输出电压生成的电感器电流。
10. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述一个或多个系数附加地确定由所述补 偿函数定义的补偿极点的各自位置。
11. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述环路增益是DC(直流）环路增益。
12. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一输出阈值对应于所述功率变换器 可实现的最小稳定经调节输出电压纹波。
13. -种用于控制功率变换器的方法，所述方法包括： 初始化补偿函数的环路增益系数、补偿频率系数和补偿品质因数系数； 基于所述环路增益系数、所述补偿频率系数和所述补偿品质因数系数获得单位增益频 率； 在所述初始化之后，根据至少所述补偿函数来操作所述功率变换器，功率调节器生成 经调节的输出电压； 在所述功率变换器的操作期间，指示所述经调节输出电压的峰值-峰值偏移何时超过 第一预定阈值，以及指示所述经调节输出电压何时达到所述第一预定阈值； 获得经调节环路增益系数，包括调节所述环路增益系数直到所述经调节输出电压的峰 值-峰值偏移超过所述第一预定阈值的所述指示；以及 获得经调节补偿频率系数，包括调节所述补偿频率系数直到所述经调节输出电压达到 所述第一预定阈值的所述指示。
14. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，还包括在调节所述补偿频率系数之前调 节所述补偿品质因数系数直到获得指定的补偿衰减因子值。
15. 如权利要求14所述的方法，其特征在于，所获得的所指定的补偿衰减因子值基本 为零。
16. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，在所述调节所述补偿频率系数期间保持 所述保持品质因子系数不变。
17. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述调节所述环路增益系数包括增大所 述环路增益系数。
18. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述调节所述补偿频率系数包括减小所 述补偿频率系数。
19. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述第一预定阈值对应于测得的所述经 调节输出电压的峰值的平均值。
20. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，还包括监控所述经调节输出电压的所述 峰值-峰值偏移以检测所述功率变换器的控制环路相位裕度何时减小以及所述控制环路 何时处于接近不稳定的区域。
21. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述初始化包括将所述环路增益系数设 置成确保对于所述功率变换器的任何实际元件值在所述功率变换器的上电之后的稳定操 作。
22. 如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述初始化包括将单个补偿极点设置为接 近原点。
23. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，还包括在所述经调节输出电压的每次斜 坡上升之前执行所述初始化、所述调节环路增益系数以及所述调节补偿频率系数，以解决 随时间改变的元件值。
24. -种被配置为根据补偿函数为功率变换器提供补偿的系统，其中所述功率变换器 被配置为产生经调节输出电压，所述系统包括： 处理器；以及 配置成存储能由所述处理器执行的指令的存储器元件，用于 初始化补偿函数的一个或多个系数，其中所述一个或多个系数确定由所述补偿函数定 义的DC环路增益和补偿零点的各自位置； 在所述功率变换器的操作期间，获得所测量的所述经调节输出电压的值，以及在已经 初始化所述一个或多个系数之后根据所测量的所述经调节输出电压的值确定所述经调节 输出电压的额定稳态值； 基于所述经调节输出电压的至少一个所确定的额定稳态值来确定第一输出阈值电压 值； 调节所述一个或多个系数中的至少第一系数直到所述经调节输出电压超过所述第一 输出阈值；以及 调节所述一个或多个系数中的至少第二系数直到所述经调节输出电压达到所述第一 输出阈值；以及
25. 如权利要求24所述的系统，其特征在于，还包括： 监视电路，其被配置成测量所述经调节输出电压的峰值-峰值偏移值，以及将所测得 的峰值-峰值偏移值提供给所述处理器作为所测得的所述经调节输出电压的值； 其中所述经调节输出电压的至少一个额定稳态值是所述经调节输出电压的额定峰 值-峰值纹波值。
26. 如权利要求24所述的系统，其特征在于，为了确定所述第一阈值电压值，所述指令 还能执行用于将所述第一输出阈值电压值设置为超出所确定的所述经调节输出电压的额 定峰值-峰值纹波值一指定百分比； 其中存储在所述存储器元件中的所述指令还能执行以继续调节所述一个或多个系数 的至少第二系数直到所述经调节输出电压降低至第一输出阈值之下。
27. 如权利要求24所述的系统，其特征在于，为了初始化所述一个或多个系数，所述指 令还能执行以给所述一个或多个系数赋值，从而实现下述情况中的一个或多个： 接近原点的单个补偿极点；以及 低DC环路增益。
28. 如权利要求24所述的系统，其特征在于，所述一个或多个系数还包括第三系数； 其中为了调节至少第一系数，所述指令还能执行以增大所述第一系数和所述第二系 数；以及 其中所述指令还能执行以在调节所述第二系数的同时增大所述第三系数直到所述经 调节输出电压达到所述第一输出阈值。
29. 如权利要求28所述的系统，其特征在于，所述指令还能执行以在增大所述第一系 数和所述第二系数的同时保持所述第三系数不变。
30. 如权利要求28所述的系统，其特征在于，所述指令还能执行以调节所述第一系数 和所述第二系数，从而使所述第一、第二和第三系数之和在增大第三系数的同时保持不变。
31. 如权利要求30所述的系统，其特征在于，为了调节所述第一系数和所述第二系数， 从而使所述第一、第二和第三系数之和在增大第三系数的同时保持不变，所述指令还能执 行以： 保持所述第一系数等于所述第二系数；以及 当所述经调节输出电压第一次超过所述第一输出阈值时，保持所述第一、第二和第三 系数之和等于与所述第一系数和所述第二系数的当前和相对应的值。
32. -种用于控制功率变换器的方法，所述方法包括： 初始化补偿函数的一个或多个系数，其中所述一个或多个系数确定由所述补偿函数定 义的DC环路增益和补偿零点的各自位置； 在所述初始化之后，根据至少所述补偿函数来操作所述功率变换器，功率变换器生成 经调节的输出电压； 在所述功率变换器的操作期间测量所述功率变换器的一个或多个状态变量； 基于所测量的一个或多个状态变量获得经调节的输出电压的额定稳态值； 基于所获得的经调节输出电压的至少一个额定稳态值来确定第一输出阈值； 调节所述一个或多个系数中的至少第一系数直到所述经调节输出电压超过所述第一 输出阈值；以及 调节所述一个或多个系数中的至少第二系数直到所述经调节输出电压降低至所述第 一输出阈值之下。
33. 如权利要求32所述的方法，其特征在于，所述确定第一输出阈值包括将所述第一 输出阈值设置成高于所述经调节输出电压的可实现的最小稳定经调节输出电压纹波值一 指定百分比，在所述可实现的最小稳定经调节输出电压纹波值下关于所述经调节输出电压 的抖动处于指定限定值内。
【文档编号】H02M3/158GK104092377SQ201410318130
【公开日】2014年10月8日 申请日期:2010年9月21日 优先权日:2009年9月21日
【发明者】D·L·贝克, D·伊安诺普洛斯 申请人:英特赛尔美国股份有限公司