用于静电容型换能器的前置放大器电路的制作方法
用于静电容型换能器的前置放大器电路的制作方法
【专利摘要】本发明涉及前置放大器电路和用于静电容型换能器的输出装置。缩短在电源接通时直流输出电压稳定为止的时间。高通滤波器(46)设置在电荷泵电路(45)的输出端和放大器(47)的输入端子之间。复位电路(48)检测电源接通时刻而向高通滤波器输出复位信号，高通滤波器在复位信号输出时和不输出时切换截止频率。复位电路包括：电容器(54)；二极管(55a)，其第一端子连接到电容器的另一端，第二端子连接到恒恒定电位点，从而从电容器的另一端向所述恒恒定电位点的方向成为正向，且用于截止区域；以及比较器(57)，其一个输入端子连接到二极管的第一端子，其另一个输入端子被施加参考电压，比较二极管的第一端子的电压和参考电压，输出复位信号。
【专利说明】用于静电容型换能器的前置放大器电路
【技术领域】
[0001]本发明涉及用于静电容型换能器的前置放大器电路。具体来说，涉及从电荷泵电路施加了高电压的用于静电容型换能器的前置放大器电路。
【背景技术】
[0002]图1是表示用于通过MEMS技术制作的静电容型语音换能器(MEMS麦克风)的一般的前置放大电路11的结构。静电容型的语音换能器12中，如已知那样，根据声压而变形的隔膜(可动电极)与固定电极相对，由两者构成可变电容器。然后，若对语音换能器输入语音振动，则根据声压，隔膜与固定电极之间的电容发生变化，语音振动变换为电容的变化。为了使由语音换能器12检测到的语音振动(即，电容的变化)能够作为电信号来输出，在语音换能器12的一个电极(通常是隔膜)施加高压的偏置电压Vb。语音换能器12的一个电极连接到偏置端子13，该偏置端子13被从电荷泵电路15赋予偏置电压Vb。语音换能器12的另一个电极(通常为固定电极)连接到地电位的接地端子14。
[0003]电荷泵电路15的输出连接到偏置端子13。电荷泵电路15使前置放大器电路11的电源(以下，称为主电源)的输出电压Vdd升压，使其产生比电源电压Vdd高电压的偏置电压Vb，并将该偏置电压Vb提供给偏置端子13。由此，语音换能器12的一个电极被施加从电荷泵电路15输出的偏置电压Vb。
[0004]前置放大器电路11是放大从偏置端子13输出的语音换能器12的电信号而输出的电路，由高通滤波器16和放大器19构成。高通滤波器16是将电容器17和电阻18以τ形连接的滤波器，电容器17的第一端子连接到偏置端子13，电容器17的第二端子连接到放大器19的输入端子。电阻18的第一端子连接到电容器17的第二端子，电阻18的第二端子连接到电压保持为Vr的电压端子20。在电压端子20和地之间，连接有电压为Vr的电压源21。该电压Vr是对放大器19的输入端子赋予偏置电压Vr的电压。但是，根据该前置放大器电路11，从偏置端子13输出的信号中，低频分量的信号被高通滤波器滤波，只有从偏置端子13输出的高频分量的信号被放大器19放大而被输出。
[0005]在图1那样的前置放大器电路11中，当主电源从断开成为接通，从而主电源的输出电压Vdd如波形SI那样从OV变化为驱动时电压Vddm的情况下，从电荷泵电路15施加到前置放大器电路11的偏置电压Vb也会急速上升，如波形S2那样从OV变化为动作时输出电压Vbm。但是，当高通滤波器16的电阻18的值小的情况下，低频率分量的信号经由电阻18迅速地逃往接地侧，只有高频分量的信号通过高通滤波器16而输入到放大器19。因此，如图1的波形S2那样变化为阶梯状的输入电压波形只有包含高频分量的边缘部分(信号S2的上升沿部分)通过高通滤波器16，放大器19的输入端子上施加如波形S3那样的触发状的电压。即，对于放大器19的输入电压在主电源接通时迅速变大，但立即返回原来的电压，从前置放大器电路11输出的电压的波形Sout也在主电源接通时电压迅速地提高但立即稳定。
[0006]然而，实际上，在图1那样的前置放大器电路11中，作为用于高通滤波器16的电阻18，需要电阻值10GQ至100ΤΩ左右的较大的电阻值的电阻。S卩，由于该高通滤波器16必须要以IHz以下的频率具有极(pole)，因此作为该电阻18，需要是电阻值为10GQ至100T Ω左右的较大的电阻值的电阻。
[0007]但是，在当前的集成电路技术中，不能在集成电路中编入这样大的电阻值的电阻。因此，在改良后的MEMS麦克风用的前置放大器电路中，代替前置放大器电路11的电阻18而利用两个二极管。
[0008]图2是表示改良后的前置放大器电路31的电路图。在该前置放大器电路31中，使用反向并联连接两个二极管33a、33b的构造来代替图1的电阻18，从而构成高通滤波器32。S卩，二极管32a将阳极连接到电容器17的第二端子和放大器19的输入端子，将阴极连接到电压为Vr的电压端子20。此外，二极管33b将阳极连接到电压端子20，将阴极连接到电容器17的第二端子和放大器19的输入端子。作为利用这样反向并联连接的二极管构成高通滤波器的前置放大器电路，记载于专利文献I中。
[0009]另外，在该前置放大器电路31中，电压源21以主电源的电力作为来源。从而，当导通了前置放大器电路31的主电源的情况下，电压端子20的电压如图2的波形S4那样从O伏变化为Vr，当断开主电源的情况下，与波形S4相反地下降，但在以下的说明中，为了简化说明，设电压端子20的电压是一定的。
[0010]这些二极管33a、33b通过利用截止(OFF)区域，能够作为超高电阻值而使用。一般来说，若二极管的两端间电压超过被称为正向压降的阈值电压Vs (该阈值电压Vs根据二极管的种类而不同)，则流过正向电流，但在比该阈值电压Vs还小的范围中，即使是正向也几乎不流过电流，表示非常大的电阻值。将电压比该阈值电压(正向压降)Vs还小的区域称为截止区。若在截止区使用二极管，则能够作为超高电阻值的电阻而使用。
[0011]这里，为了在截止区使用二极管33a、33b，需要使施加到二极管33a的阳极和二极管33b的阴极的语音换能器12的输出信号和电压端子20的电压Vr的差不超过正向压降Vs0此外，在前置放大器电路31的主电源导通时或断开时，也需要使施加到二极管33a的阳极和二极管33b的阴极的电压和电压端子20的电压的差不超过正向压降Vs。
[0012]但是，在图2那样的前置放大器电路31中，使反向并联连接的二极管33a、33b在其截止区动作，并代替超高电阻值的电阻而使用，因此高通滤波器16的截止频率比图1的前置放大器电路11中的高通滤波器16的截止频率小很多。因此，在图2的前置放大器电路31中，低频信号难以被高通滤波器32去除。其结果，在电源接通时主电源的电压Vdd如图3 (A)所示的波形SI那样从O伏上升至驱动时电压Vddm为止，且如图3 (B)的波形S2那样电荷泵电路15的输出电压Vb从O伏上升至动作时输出电压Vbm时，通过高通滤波器32输入到放大器19的信号如图3(C)的波形S3那样急速上升后，缓慢收敛至原来的电压。从而，从前置放大器电路31输出的信号也与波形S3 —样，如图3 (D)的波形Sout那样在电源接通时急速上升后，缓慢地收敛至原来的电压。图4是通过仿真求出在电源接通时的前置放大器电路31的输出信号Sout的电压变化的图。
[0013]但是，如图4的点划线所示那样，电源接通时的前置放大器电路31的输出电压不输出主电源的电源变化是理想的。或者，优选地，电源接通时的前置放大器电路31的输出变化尽量迅速地返回原来的电压。相对于此，在图2那样的前置放大器电路31中，利用二极管33a、33b的截止区中的超高电阻值，因此如图4所示的波形Sout那样，电源接通时的输出变化还原而稳定为止的时间较长，花费几十秒至几分钟左右。
[0014]此外，图5示出断开前置放大器电路31的主电源时的各部的电压变化。图5(A)是表示断开前置放大器电路31的主电源时的、主电源的输出电压Vdd的变化波形SI，电压从驱动时电压Vddm阶梯状地减少至O伏。图5(B)是表示电源断开时的电荷泵电路15的输出电压Vb的变化的波形S2，由于滞留在电荷泵电路15内的电荷被释放是需要时间的，因此电压会缓慢减少。图5(C)是表示电源断开时的对放大器19的输入电压的变化的波形S3。此时，也由于二极管33a、33b的电阻值高，因此难以去除低频信号，输入到放大器19的信号缓慢减少。其结果，从前置放大器电路31输出的输出信号的波形Sout也如图5(D)那样缓慢减少。
[0015]图6表示在电源断开后即电荷泵电路15的输出尚未下降至O伏时电源再次接通时的各部的电压变化。图6 (A)是表示再次接通前置放大器电路31的主电源时的、主电源的输出电压Vdd的变化的波形SI，电压Vdd从O伏阶梯状地变化为驱动时电压Vddm。图6 (B)是表示在再次接通主电源时的电压泵电路15的输出电压Vb的变化的波形S2，由于电荷泵电路15的输出电压Vb尚未下降完时接通电源，电荷泵电路15的输出电压的变化变小。图6(C)是表示再次接通电源时的对放大器19的输入电压的变化的波形S3。此时，电荷泵电路15的输出电压的变化也小，因此输入到放大器19的信号缓慢地增加。其结果，从前置放大器电路31输出的输出信号的波形Sout也如图6(D)那样缓慢地增加。图7是通过仿真求出了再次接通电源时的前置放大器电路31的输出信号Sout的电压变化的图。此时也如图7的点划线所示那样，主电源的电压变化不从前置放大器电路31输出为理想，但在图2那样的前置放大器电路31中，如图7所示的波形Sout那样，在再次接通电源时的输出变化稳定为止的时间非常长，接通了主电源时的待机时间变得非常长。
[0016]为了缩短接通了前置放大器电路的主电源时的直流输出电压稳定为止的时间，在专利文献I (前置放大器电路的结构不同于图1或图2)中，将并联连接的两个二极管进一步并联连接到开关。该开关在前置放大器电路的电源断开时闭合，将两个二极管的阳极和阴极之间短路。另一方面，利用分压电阻将电荷泵电路的输出电压Vb进行分压，通过比较器比较该分压后的电压和参考电压，从而检测前置放大器电路的电源接通的情况，基于比较器的信号打开开关，从而使高通滤波器返回通常的动作状态。
[0017]但是，此时，即使主电源接通，在电荷泵电路的输出变化的期间也必须要闭合开关，在电荷泵电路的输出电压充分稳定后打开开关。从而，开关必须要主电源接通后延迟一定时间闭合。该延迟时间是几十毫秒左右，在集成电路中延迟这么长的时间而从比较器输出信号是不可能的。从而，在专利文献I中，通过比较器的信号使定时器(计数器)开始，如果经过一定时间则从定时器输出控制信号，从而打开开关。
[0018]因此，在专利文献I那样的结构中，为了延迟用于开闭开关的控制信号的定时，需要定时器(计数器)，电路的面积变大，功耗增大，而且成本也会提高。
[0019]现有技术文献
[0020]专利文献
[0021]专利文献1:美国专利申请公开第2010/0246859号说明书
【发明内容】
[0022]本发明的目的在于，在用于静电容型换能器的前置放大器电路中，缩短电源接通时直流输出电压稳定为止的时间，并能够实现更小面积的电路(集成电路)。
[0023]本发明的前置放大器的特征在于，具有:偏置端子，被连接了用于将主电源电压进行升压后施加给静电容型换能器的升压电路的输出；放大器，用于放大所述静电容型换能器的输出信号；高通滤波器，设置在所述偏置端子和所述放大器的输入端子之间，且能够改变截止频率；以及复位电路，检测主电源电压的变化，从而向所述高通滤波器输出用于变更其截止频率的复位信号，所述复位电路包括:电容器，其一端连接到所述主电源电压；整流元件，其第一端子连接到所述电容器的另一端且第二端子连接到恒定电位点从而用于从所述电容器的另一端向所述恒定电位点的方向成为正方向的截止区；以及比较器，其一个输入端子连接到所述整流元件的第一端子，另一输入端子被施加参考电压，比较所述整流元件的第一端子的电压与所述参考电压，从而输出所述复位信号。
[0024]这里，所述参考电压比所述主电源电压的驱动时电压低，且比所述恒定电位点的电压高。
[0025]在本发明的前置放大器电路中，在主电源从断开成为接通时，复位电路中的电容器和整流元件之间的中点的电压(比较器的一个输入端子的电压)高于参考电压，因此从复位电路输出复位信号。此外，电容器和整流元件之间的中点的电压缓慢下降，若下降到比参考电压还低，则复位信号停止。高通滤波器中，只要与不接受复位信号时相比，在接受复位信号时其截止频率变低，则即使通过电源接通而从放大器输出升压电路的输出电压的变化，也能够使输出电压迅速地稳定。
[0026]此外，在本发明的前置放大器电路中，由于复位电路的整流元件用于截止区，因此能够将整流元件用作超高电阻值的电阻，能够使复位电路的时间常数非常长，能够输出(时间)宽度宽的复位信号。复位信号的宽度必须要比在电源接通时升压电路的输出稳定为止的时间还长，但即使不使用定时器或计数器等也能够输出那样长时间持续的复位信号。进而，复位信号的宽度可通过调整参考电压而改变。
[0027]本发明的前置放大器电路的某实施方式的特征在于，所述整流元件与第二整流元件反向并联连接。根据该实施方式，在主电源断开时，第二整流元件上流过电流而释放在电容器中滞留的电荷。
[0028]作为所述整流元件，能够使用二极管，但除此之外，还能够使用MOS的结构的一部分中包含的二极管。
[0029]本发明的前置放大器电路中，所述高通滤波器包含电容性的阻抗元件和电阻性的阻抗元件，所述电容性的阻抗元件的一端连接到所述偏置端子，另一端连接到所述放大器的输入端子。所述电阻性的阻抗元件的一端连接到所述电容性的阻抗元件的另一端，所述电阻性的阻抗元件的另一端连接到基准电压端子。此外，所述电阻性的阻抗元件与通过所述复位信号开闭的第一开关并联连接。根据该实施方式，如果通过复位信号闭合第一开关，则电阻性的阻抗元件的两端之间被短路，因此放大器的输入端子保持基准电压端子的电压。其结果，在输出复位信号期间，从放大器不输出升压电路的输出电压信号或静电电容型换能器的信号，成为无信号状态。然后，在升压电路的输出电压稳定后停止复位电路而再次打开开关，从而能够使放大器的输出短时间内稳定。
[0030]此外，作为所述电阻性的阻抗元件，可以使用将在截止区使用的两个二极管反向并联连接的元件。根据这样的电阻性的阻抗元件，能够在集成电路的基板上制作超高电阻值的电阻。
[0031]本发明的用于静电容型换能器的输出装置的特征在于，具有:升压电路，用于将主电源电压进行升压后施加给静电容型换能器；放大器，用于放大所述静电容型换能器的输出信号；高通滤波器，设置在所述升压电路的输出端与所述放大器的输入端子之间，能够改变截止频率；以及复位电路，检测主电源电压的变化，向所述高通滤波器输出用于改变其截止频率的复位信号，所述复位电路包含:电容器，其一端连接到所述主电源电压；整流元件，其第一端子连接到所述电容器的另一端且第二端子连接到恒定电位点从而用于从所述电容器的另一端向所述恒定电位点的方向成为正方向的截止区；以及比较器，其一个输入端子连接到所述整流元件的第一端子，另一输入端子被施加参考电压，比较所述整流元件的第一端子的电压与所述参考电压，从而输出所述复位信号。
[0032]在本发明的用于静电容型换能器的输出装置中，在主电源从断开成为导通时，复位电路中的电容器和整流元件之间的中点的电压(比较器的一个输入端子的电压)高于参考电压，因此从复位电路输出复位信号。此外，电容器和整流元件之间的中点的电压缓慢下降，若下降到比参考电压还低，则复位信号停止。高通滤波器中，只要与不接受复位信号时相比，在接受复位信号时其截止频率变低，则即使通过电源接通而从放大器输出升压电路的输出电压的变化，也能够使输出电压迅速地稳定。
[0033]此外，在本发明的用于静电容型换能器的输出装置中，由于复位电路的整流元件用于截止区，因此能够将整流元件用作超高电阻值的电阻，能够使复位电路的时间常数非常长，能够输出(时间)宽度宽的复位信号。复位信号的宽度必须要比在电源接通时升压电路的输出稳定为止的时间还长，但即使不使用定时器或计数器等也能够输出那样长时间持续的复位信号。进而，复位信号的宽度可通过调整参考电压而改变。
[0034]另外，用于解决本发明的所述课题的手段是具有将上述说明的结构要素适当组合的特征的手段，本发明能够进行该结构要素的组合产生的多个变化。
【专利附图】
【附图说明】
[0035]图1是表示用于静电容型的语音换能器的一般的前置放大器电路的结构的图。
[0036]图2是表示改良后的现有的前置放大器电路的电路图。
[0037]图3㈧?图3(D)是示出了接通了图2的前置放大器电路的主电源时的各部的电压的变化的时序图。
[0038]图4是表示通过仿真求出了电源接通时的前置放大器电路的输出信号的电压变化的结果的图。
[0039]图5(A)?图5(D)是示出了断开了图2的前置放大器电路的主电源时的各部的电压的变化的时序图。
[0040]图6 (A)?图6(D)是示出了断开了图2的前置放大器电路的主电源后立即再次接通主电源时的各部的电压的变化的时序图。
[0041]图7是通过仿真求出了电源再次接通时的前置放大器电路的输出信号的电压变化的结果的图。
[0042]图8是表示本发明的第I实施方式的前置放大器电路的基本结构的概略模块图。
[0043]图9(A)?图9(D)是表示接通前置放大器电路的主电源时的各部的电压波形的时序图。
[0044]图10(A)?图10(D)是表示接通前置放大器电路的主电源时的各部的电压波形的时序图。
[0045]图11是表示复位电路的具体电路的图。
[0046]图12是表示本发明的第2实施方式的前置放大器电路的基本结构的概略模块图。
【具体实施方式】
[0047]以下，参照【专利附图】
【附图说明】本发明的优选实施方式。其中，本发明并不限定于以下的实施方式，在不脱离本发明的要旨的范围内，能够进行各种设计变更。
[0048](实施方式I)
[0049]以下，参照图8说明本发明的实施方式I。图8是示出了本发明的实施方式I的前置放大器电路41的基本结构的概略模块图。静电容型的语音换能器42通过可变电容器的符号来表示，一个电极例如隔膜(可动电极)连接到偏置端子43，另一个电极例如固定电极连接到地端子44。电荷泵电路45(升压电路)例如是4相时钟的电荷泵电路，但也可以是其他升压电路。电荷泵电路45将主电源60的电压Vdd升压几倍至几十倍的电压，并将升压后的输出电压(前置电压)Vb经由偏置端子43提供给语音换能器42。
[0050]前置放大器电路41是用于放大经由偏置端子43输出的语音换能器42的输出信号的电路。前置放大器电路41由高通滤波器46、放大器47、复位电路48构成。
[0051]高通滤波器46将电容性的阻抗元件49 (例如，电容器)和超高电阻值的、或者电阻值非常大的(以下，将这样的属性简称为超高电阻值)电阻性的阻抗元件50 (例如，电阻值非常大的电阻或反向并联连接的二极管)连接为τ形，并与阻抗元件50并联设置了开关51。开关51由晶体管或MOS构成。电容性的阻抗元件49将第一端子(高通滤波器46的信号输入端)连接到偏置端子43，将第二端子(高通滤波器46的高频信号输出端)连接到放大器47的输入端子。电阻性的阻抗元件50将第一端子连接到电容性的阻抗元件49的第二端子(放大器侧的端子)，将第二端子(高通滤波器46的低频信号输出端)连接到基准电压端子52。在基准电压端子52和地之间，连接有电压为Vr的基准电压源53。
[0052]从而，当开关51打开时，该高通滤波器46的超高电阻值的电阻分量有效，因此作为高通滤波器而工作。相对于此，当闭合开关51的情况下，电阻性的阻抗元件50的两端间被短路，因此放大器47的输入端子的电位锁定为一定电位Vr,从放大器47不输出信号。
[0053]复位电路48由电容器54、两个二极管55a、55b以及比较器47构成。电容器54的第一端子连接到主电源60的输出，被施加主电源60的输出电压Vdd。两个二极管55a、55b被反向并联连接，使得正向电流的流向相反，二极管55a的阳极以及二极管55b的阴极连接到电容器54的第二端子，二极管55a的阴极和二极管55b的阳极连接到恒定电压Vo的端子56。电容器54的第二端子和二极管55a的阳极(二极管55b的阴极)的节点(节)连接到比较器57的正相输入端子，比较器的反相输入端子被参考电压端子58提供参考电压Vref。这里,参考电压Vref低于主电源60的驱动时电压Vddm,且高于恒定电压Vo (Vo<Vref<Vddm)。另外，端子56的电压Vo也可以是地电压。
[0054]此外，在接通主电源60时流过正向电流的二极管即二极管55a只在截止区动作，作为超高电阻值的电阻而利用，只流过微弱的正向电流。因此，只要在二极管55a流出较大的正向电流时的正向压降Vs比主电源60的驱动时电压Vddm大即可。在断开主电源60时流过正向电流的二极管即二极管55b也可以与二极管55a —样只在截止区动作。或者，二极管55b也可以在电压比截止区大的区域动作，流过更大的电流(即，二极管55a和二极管55b的正向压降也可以不同)。
[0055]接着，根据图9(A)?图9(D)，说明在主电源60接通时的复位电路48的动作。图9(A)示出在时间To接通的主电源60的输出电压Vdd的变化。图9 (B)示出比较器57的反相输入端子(参考电压端子58)的电压变化。图9(C)示出比较器57的正相输入端子的电压Vc的变化。图9 (D)示出比较器57的输出信号的变化。
[0056]若主电源60在时间To接通，则如图9(A)所示，主电源60的输出Vdd从O伏变化为Vddm。此时，从主电源60输出电压Vddm，从而参考电压端子58的电压从O伏上升为Vref，因此如图9(B)那样，比较器57的反相输入端子的电压也上升至参考电压Vref。同样地，端子56的电压在电源接通时从O伏上升至Vo。比较器57的正相输入端子的电压Vc如图9 (C)所示那样，在电源接通时通过主电源60的输出而上升至Vddm，但由于二极管55a流过电流，从而逐渐减少至电压Vo。其中，二极管55a在截止区动作而成为超高电阻值，因此比较器57的正相输入端子的电压Vc缓慢减少。比较器57的输出在Vc彡Vref时成为高⑶电平，因此如图9(D)所示，仅在电源接通起至成为Vc〈Vref为止的期间At，高电平的复位信号Reset被输出。
[0057]高通滤波器46的开关51被复位信号Reset控制。即，从复位电路48输出复位信号Reset的期间闭合，从而成为导通状态，若从复位电路48不输出复位信号Reset则再次打开而成为切断状态。
[0058]根据图10，说明主电源接通而从复位电路48向高通滤波器46输出了复位信号时的前置放大器电路41的动作。图10(A)示出电荷泵电路45的输出电压Vb的变化。图10(B)示出复位电路48的输出信号的变化，(与图9 (D) —样)。图10(C)示出放大器47的输入端子的电压变化。图10(D)示出放大器47的输出变化。
[0059]若主电源60导通,则如图10 (A)所不，电荷泵电路45的输出电压Vb从O伏向动作时输出电压Vbm缓慢上升，在经过了某时间Λ T后，输出电压Vb稳定于Vbm。如图10(B)所示，从复位电路48输出的复位信号的(时间)宽度Λ t比电荷泵电路45的输出稳定为止的时间Λ T还长。在电荷泵电路45中，通过使二极管55a在截止区动作，将其作为超高电阻值的电阻来使用，因此在二极管55a流过的正向电流被限制，并能够如此生成宽度宽的复位信号。
[0060]如图10(C)所示，在电源接通后输出复位信号的期间Λ t，复位信号被输出而开关51被闭合，放大器47的输入端子被提供基准电压源53的电压Vr。从而，如图10(D)所示，在电源接通后Λ t的期间，仅从放大器47放大并输出基准电源53的电压Nt，电荷泵电路45或语音换能器42的输出不会传递到放大器47，前置放大器电路41的输出成为无信号的状态。
[0061]若主电源60接通后经过时间Λ t，则复位信号停止，前置放大器电路41成为通常的动作状态。此时，如图10⑷所示，电荷泵电路45的输出电压达到Vddm而稳定，因此如图10(C)和图10⑶所示，电荷泵电路45或语音换能器42的输出通过高通滤波器46而输入到放大器47，前置放大器电路41成为通常的动作状态，放大语音换能器42的输出信号而从输出端子61输出。
[0062]如上所述，在本实施方式的前置放大器电路41中，比电源接通后电荷泵电路45的输出稳定为止所需的时间Λ T长的期间Λ t，从复位电路48输出复位信号而屏蔽前置放大器电路41的输出，在经过At后的电荷泵电路45的输出稳定的状态下，解除屏蔽，因此电源接通后经过At后，能够使语音换能器42的放大信号立即无失真地输出。此外，如上所述，如果是图2那样的前置放大器电路，则有时电源接通后输出稳定为止需要几分钟左右，但电荷泵电路45的输出稳定为止的时间Λ T是几十毫秒，因此无信号的时间Λ t也可以是相同程度的时间或者若干长时间，在电源接通后，能够短时间内使用语音换能器42。此外，通过利用二极管50a、50b的截止区，能够使复位电路48的时间常数非常长，因此无需如以上那样使用定时器，能够减小在集成电路的基板上装入的前置放大器电路41的面积。此夕卜，复位电路48中的复位信号的宽度Λ t和时间常数可通过改变参考电压端子58的参考电压Vref而调整。尤其是复位信号的宽度At，能够在几十毫秒至几百毫秒的范围内调整。
[0063]另外，在上述说明中，说明了主电源接通时的动作，但即使在主电源断开后立即再次接通主电源的情况下，通过该前置放大器41，能够迅速地使输出稳定。
[0064]图11是表示复位电路48的具体电路的图。在截止区使用的二极管55a和NM0S81并联连接，二极管55a的阳极和NM0S81的漏极连接，二极管55a的阴极和NM0S81的源极连接。NM0S81的结构中包含的二极管被用作二极管55b，二极管55a和二极管55b被反向并联连接。此外，二极管55a的阳极和NM0S81的漏极连接到电容器54的第二端子，二极管55a的阴极和NM0S81的源极连接到地。匪0S81的栅极也被连接到地。电容器54的第一端子上被施加主电源60的输出电压Vdd。
[0065]比较器57由PM0S82、83和NM0S84、85构成。PM0S82和PM0S83的漏极之间被连接，两个漏极上被施加电源电压Vcc。PM0S82的体和PM0S83的体也被连接，两个体上被施加主电源60的电压Vdd。PM0S82的栅极上连接二极管55a的阳极(NM0S86的漏极)和电容器54的第二端子的中点，且被施加电压Vc。此外PM0S83的栅极被提供参考电压Vref。这样，PM0S83和PM0S83构成差分对电路。
[0066]进而，NM0S84的栅极和NM0S85的栅极被连接，两个栅极上被连接NM0S85的漏极，通过NM0S84和NM0S85构成电流镜电路。
[0067]PM0S82的源极连接到NM0S84的漏极，NM0S84的源极连接到地。PM0S83的源极连接到NM0S85的漏极，NM0S85的源极连接到地。进而，PM0S82的源极和NM0S84的漏极的中点连接到NM0S86的栅极。NM0S86的源极连接到地，NM0S86的漏极连接到开关51、66。
[0068]但是，在该比较器57中，如果主电源60接通，且电压Vc高于参考电压Vref，则从NM0S85向开关51、66输出复位信号。此外，如果电压Vc比参考电压Vref还低，则从NM0S85输出的复位信号停止。
[0069]另外，在图13的电路中，作为二极管55b而利用NM0S81的结构的一部分，但也可以作为二极管55b而利用通常的二极管,作为二极管55a而利用MOS的结构的一部分。
[0070](实施方式2)
[0071]图12是示出了本发明的第2实施方式的前置放大器电路41的概略模块图。在第2实施方式的前置放大器电路41中，对开关51串联连接了电阻59的电路进一步并联连接到阻抗元件50。这里，电阻59的电阻值Rl比电阻性的阻抗50的电阻值Ro充分小(电阻59可以是在开关51闭合时的开关51的内部电阻)。理论上，如果将阻抗元件49的电容设为C，将阻抗元件50的电阻值设为Ro，则在打开开关51时，高通滤波器46的截止频率如下，
[0072]fc = 1/(2 31.C.Ro)
[0073]另一方面，若将电阻59的电阻值设为R1，则在闭合开关51时，高通滤波器46的截止频率成为如下，
[0074]Fe = I/[2 31.C.R0.Rl/(Ro+Rl)]
[0075]N 1/(2 31.C.Rl)
[0076]从而，若闭合开关51，则与打开开关51时相比，截止频率fc变大。其结果，前置放大器电路41的主电源接通时输出迅速变得稳定(参考图1及其说明)。
[0077]第I实施方式相当于将电阻59的电阻值Rl无限接近O时，此时截止频率成为fc —⑴。但是，电阻59不存在时，如第I实施方式那样，放大器47的输入端子短路到恒定电压的基准电压端子52，从而放大器47的输入端子电压锁定为Vr的结果，开关51闭合的期间，放大器47的输入端子上不被输入信号。在这个意义上，与第2实施方式相比,在第I实施方式中能够获得不连续的出色的效果。
[0078]标号说明
[0079]41前置放大器电路
[0080]42语音换能器
[0081]43偏置端子
[0082]44接地端子
[0083]45电荷泵电路
[0084]46高通滤波器
[0085]47放大器
[0086]48复位电路
[0087]49电容性的阻抗元件
[0088]50电阻性的阻抗元件
[0089]51 开关
[0090]54电容器
[0091]55a、55b 二极管
[0092]57比较器
[0093]59 电阻
[0094]60主电源
[0095]Vb电荷泵电路的输出电压
[0096]Vdd主电源的输出电压
[0097]Vref参考电压
【权利要求】
1.一种前置放大器电路，其特征在于，具有: 偏置端子，被连接了用于将主电源电压进行升压后施加给静电容型换能器的升压电路的输出； 放大器，用于放大所述静电容型换能器的输出信号； 高通滤波器，设置在所述偏置端子和所述放大器的输入端子之间，且能够改变截止频率；以及 复位电路，检测主电源电压的变化，从而向所述高通滤波器输出用于变更其截止频率的复位信号， 所述复位电路包括: 电容器，其一端连接到所述主电源电压； 整流元件，其第一端子连接到所述电容器的另一端且第二端子连接到恒定电位点从而用于从所述电容器的另一端向所述恒定电位点的方向成为正方向的截止区；以及 比较器，其一个输入端子连接到所述整流元件的第一端子，另一输入端子被施加参考电压，比较所述整流元件的第一端子的电压与所述参考电压，从而输出所述复位信号。
2.如权利要求1所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述参考电压比所述主电源电压的驱动时电压低，且比所述恒定电位点的电压高。
3.如权利要求1所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述整流元件与第二整流元件反向并联连接。
4.如权利要求1所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述整流元件是二极管。
5.如权利要求1所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述整流元件是包含在MOS的结构的一部分中的二极管。
6.如权利要求1所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述高通滤波器包含电容性的阻抗元件和电阻性的阻抗元件， 所述电容性的阻抗元件的一端连接到所述偏置端子，另一端连接到所述放大器的输入端子， 所述电阻性的阻抗元件的一端连接到所述电容性的阻抗元件的另一端，所述电阻性的阻抗元件的另一端连接到基准电压端子， 所述电阻性的阻抗元件与通过所述复位信号开闭的第一开关并联连接。
7.如权利要求6所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述电阻性的阻抗元件是将用于截止区的两个二极管反向并联连接的元件。
8.一种用于静电容型换能器的输出装置，其特征在于，具有: 升压电路，用于将主电源电压进行升压后施加给静电容型换能器； 放大器，用于放大所述静电容型换能器的输出信号； 高通滤波器，设置在所述升压电路的输出端与所述放大器的输入端子之间，能够改变截止频率；以及 复位电路，检测主电源电压的变化，向所述高通滤波器输出用于改变截止频率的复位信号， 所述复位电路包含: 电容器，其一端连接到所述主电源电压； 整流元件，其第一端子连接到所述电容器的另一端且第二端子连接到恒定电位点从而用于从所述电容器的另一端向所述恒定电位点的方向成为正方向的截止区；以及 比较器，其一个输入端子连接到所述整流元件的第一端子，另一输入端子被施加参考电压，比较所述整流元件的第一端子的电压与所述参考电压，从而输出所述复位信号。
【文档编号】H02M3/07GK104426363SQ201410455409
【公开日】2015年3月18日 申请日期:2014年9月9日 优先权日:2013年9月10日
【发明者】叶肇 申请人:欧姆龙株式会社
【专利摘要】本发明涉及前置放大器电路和用于静电容型换能器的输出装置。缩短在电源接通时直流输出电压稳定为止的时间。高通滤波器(46)设置在电荷泵电路(45)的输出端和放大器(47)的输入端子之间。复位电路(48)检测电源接通时刻而向高通滤波器输出复位信号，高通滤波器在复位信号输出时和不输出时切换截止频率。复位电路包括：电容器(54)；二极管(55a)，其第一端子连接到电容器的另一端，第二端子连接到恒恒定电位点，从而从电容器的另一端向所述恒恒定电位点的方向成为正向，且用于截止区域；以及比较器(57)，其一个输入端子连接到二极管的第一端子，其另一个输入端子被施加参考电压，比较二极管的第一端子的电压和参考电压，输出复位信号。
【专利说明】用于静电容型换能器的前置放大器电路
【技术领域】
[0001]本发明涉及用于静电容型换能器的前置放大器电路。具体来说，涉及从电荷泵电路施加了高电压的用于静电容型换能器的前置放大器电路。
【背景技术】
[0002]图1是表示用于通过MEMS技术制作的静电容型语音换能器(MEMS麦克风)的一般的前置放大电路11的结构。静电容型的语音换能器12中，如已知那样，根据声压而变形的隔膜(可动电极)与固定电极相对，由两者构成可变电容器。然后，若对语音换能器输入语音振动，则根据声压，隔膜与固定电极之间的电容发生变化，语音振动变换为电容的变化。为了使由语音换能器12检测到的语音振动(即，电容的变化)能够作为电信号来输出，在语音换能器12的一个电极(通常是隔膜)施加高压的偏置电压Vb。语音换能器12的一个电极连接到偏置端子13，该偏置端子13被从电荷泵电路15赋予偏置电压Vb。语音换能器12的另一个电极(通常为固定电极)连接到地电位的接地端子14。
[0003]电荷泵电路15的输出连接到偏置端子13。电荷泵电路15使前置放大器电路11的电源(以下，称为主电源)的输出电压Vdd升压，使其产生比电源电压Vdd高电压的偏置电压Vb，并将该偏置电压Vb提供给偏置端子13。由此，语音换能器12的一个电极被施加从电荷泵电路15输出的偏置电压Vb。
[0004]前置放大器电路11是放大从偏置端子13输出的语音换能器12的电信号而输出的电路，由高通滤波器16和放大器19构成。高通滤波器16是将电容器17和电阻18以τ形连接的滤波器，电容器17的第一端子连接到偏置端子13，电容器17的第二端子连接到放大器19的输入端子。电阻18的第一端子连接到电容器17的第二端子，电阻18的第二端子连接到电压保持为Vr的电压端子20。在电压端子20和地之间，连接有电压为Vr的电压源21。该电压Vr是对放大器19的输入端子赋予偏置电压Vr的电压。但是，根据该前置放大器电路11，从偏置端子13输出的信号中，低频分量的信号被高通滤波器滤波，只有从偏置端子13输出的高频分量的信号被放大器19放大而被输出。
[0005]在图1那样的前置放大器电路11中，当主电源从断开成为接通，从而主电源的输出电压Vdd如波形SI那样从OV变化为驱动时电压Vddm的情况下，从电荷泵电路15施加到前置放大器电路11的偏置电压Vb也会急速上升，如波形S2那样从OV变化为动作时输出电压Vbm。但是，当高通滤波器16的电阻18的值小的情况下，低频率分量的信号经由电阻18迅速地逃往接地侧，只有高频分量的信号通过高通滤波器16而输入到放大器19。因此，如图1的波形S2那样变化为阶梯状的输入电压波形只有包含高频分量的边缘部分(信号S2的上升沿部分)通过高通滤波器16，放大器19的输入端子上施加如波形S3那样的触发状的电压。即，对于放大器19的输入电压在主电源接通时迅速变大，但立即返回原来的电压，从前置放大器电路11输出的电压的波形Sout也在主电源接通时电压迅速地提高但立即稳定。
[0006]然而，实际上，在图1那样的前置放大器电路11中，作为用于高通滤波器16的电阻18，需要电阻值10GQ至100ΤΩ左右的较大的电阻值的电阻。S卩，由于该高通滤波器16必须要以IHz以下的频率具有极(pole)，因此作为该电阻18，需要是电阻值为10GQ至100T Ω左右的较大的电阻值的电阻。
[0007]但是，在当前的集成电路技术中，不能在集成电路中编入这样大的电阻值的电阻。因此，在改良后的MEMS麦克风用的前置放大器电路中，代替前置放大器电路11的电阻18而利用两个二极管。
[0008]图2是表示改良后的前置放大器电路31的电路图。在该前置放大器电路31中，使用反向并联连接两个二极管33a、33b的构造来代替图1的电阻18，从而构成高通滤波器32。S卩，二极管32a将阳极连接到电容器17的第二端子和放大器19的输入端子，将阴极连接到电压为Vr的电压端子20。此外，二极管33b将阳极连接到电压端子20，将阴极连接到电容器17的第二端子和放大器19的输入端子。作为利用这样反向并联连接的二极管构成高通滤波器的前置放大器电路，记载于专利文献I中。
[0009]另外，在该前置放大器电路31中，电压源21以主电源的电力作为来源。从而，当导通了前置放大器电路31的主电源的情况下，电压端子20的电压如图2的波形S4那样从O伏变化为Vr，当断开主电源的情况下，与波形S4相反地下降，但在以下的说明中，为了简化说明，设电压端子20的电压是一定的。
[0010]这些二极管33a、33b通过利用截止(OFF)区域，能够作为超高电阻值而使用。一般来说，若二极管的两端间电压超过被称为正向压降的阈值电压Vs (该阈值电压Vs根据二极管的种类而不同)，则流过正向电流，但在比该阈值电压Vs还小的范围中，即使是正向也几乎不流过电流，表示非常大的电阻值。将电压比该阈值电压(正向压降)Vs还小的区域称为截止区。若在截止区使用二极管，则能够作为超高电阻值的电阻而使用。
[0011]这里，为了在截止区使用二极管33a、33b，需要使施加到二极管33a的阳极和二极管33b的阴极的语音换能器12的输出信号和电压端子20的电压Vr的差不超过正向压降Vs0此外，在前置放大器电路31的主电源导通时或断开时，也需要使施加到二极管33a的阳极和二极管33b的阴极的电压和电压端子20的电压的差不超过正向压降Vs。
[0012]但是，在图2那样的前置放大器电路31中，使反向并联连接的二极管33a、33b在其截止区动作，并代替超高电阻值的电阻而使用，因此高通滤波器16的截止频率比图1的前置放大器电路11中的高通滤波器16的截止频率小很多。因此，在图2的前置放大器电路31中，低频信号难以被高通滤波器32去除。其结果，在电源接通时主电源的电压Vdd如图3 (A)所示的波形SI那样从O伏上升至驱动时电压Vddm为止，且如图3 (B)的波形S2那样电荷泵电路15的输出电压Vb从O伏上升至动作时输出电压Vbm时，通过高通滤波器32输入到放大器19的信号如图3(C)的波形S3那样急速上升后，缓慢收敛至原来的电压。从而，从前置放大器电路31输出的信号也与波形S3 —样，如图3 (D)的波形Sout那样在电源接通时急速上升后，缓慢地收敛至原来的电压。图4是通过仿真求出在电源接通时的前置放大器电路31的输出信号Sout的电压变化的图。
[0013]但是，如图4的点划线所示那样，电源接通时的前置放大器电路31的输出电压不输出主电源的电源变化是理想的。或者，优选地，电源接通时的前置放大器电路31的输出变化尽量迅速地返回原来的电压。相对于此，在图2那样的前置放大器电路31中，利用二极管33a、33b的截止区中的超高电阻值，因此如图4所示的波形Sout那样，电源接通时的输出变化还原而稳定为止的时间较长，花费几十秒至几分钟左右。
[0014]此外，图5示出断开前置放大器电路31的主电源时的各部的电压变化。图5(A)是表示断开前置放大器电路31的主电源时的、主电源的输出电压Vdd的变化波形SI，电压从驱动时电压Vddm阶梯状地减少至O伏。图5(B)是表示电源断开时的电荷泵电路15的输出电压Vb的变化的波形S2，由于滞留在电荷泵电路15内的电荷被释放是需要时间的，因此电压会缓慢减少。图5(C)是表示电源断开时的对放大器19的输入电压的变化的波形S3。此时，也由于二极管33a、33b的电阻值高，因此难以去除低频信号，输入到放大器19的信号缓慢减少。其结果，从前置放大器电路31输出的输出信号的波形Sout也如图5(D)那样缓慢减少。
[0015]图6表示在电源断开后即电荷泵电路15的输出尚未下降至O伏时电源再次接通时的各部的电压变化。图6 (A)是表示再次接通前置放大器电路31的主电源时的、主电源的输出电压Vdd的变化的波形SI，电压Vdd从O伏阶梯状地变化为驱动时电压Vddm。图6 (B)是表示在再次接通主电源时的电压泵电路15的输出电压Vb的变化的波形S2，由于电荷泵电路15的输出电压Vb尚未下降完时接通电源，电荷泵电路15的输出电压的变化变小。图6(C)是表示再次接通电源时的对放大器19的输入电压的变化的波形S3。此时，电荷泵电路15的输出电压的变化也小，因此输入到放大器19的信号缓慢地增加。其结果，从前置放大器电路31输出的输出信号的波形Sout也如图6(D)那样缓慢地增加。图7是通过仿真求出了再次接通电源时的前置放大器电路31的输出信号Sout的电压变化的图。此时也如图7的点划线所示那样，主电源的电压变化不从前置放大器电路31输出为理想，但在图2那样的前置放大器电路31中，如图7所示的波形Sout那样，在再次接通电源时的输出变化稳定为止的时间非常长，接通了主电源时的待机时间变得非常长。
[0016]为了缩短接通了前置放大器电路的主电源时的直流输出电压稳定为止的时间，在专利文献I (前置放大器电路的结构不同于图1或图2)中，将并联连接的两个二极管进一步并联连接到开关。该开关在前置放大器电路的电源断开时闭合，将两个二极管的阳极和阴极之间短路。另一方面，利用分压电阻将电荷泵电路的输出电压Vb进行分压，通过比较器比较该分压后的电压和参考电压，从而检测前置放大器电路的电源接通的情况，基于比较器的信号打开开关，从而使高通滤波器返回通常的动作状态。
[0017]但是，此时，即使主电源接通，在电荷泵电路的输出变化的期间也必须要闭合开关，在电荷泵电路的输出电压充分稳定后打开开关。从而，开关必须要主电源接通后延迟一定时间闭合。该延迟时间是几十毫秒左右，在集成电路中延迟这么长的时间而从比较器输出信号是不可能的。从而，在专利文献I中，通过比较器的信号使定时器(计数器)开始，如果经过一定时间则从定时器输出控制信号，从而打开开关。
[0018]因此，在专利文献I那样的结构中，为了延迟用于开闭开关的控制信号的定时，需要定时器(计数器)，电路的面积变大，功耗增大，而且成本也会提高。
[0019]现有技术文献
[0020]专利文献
[0021]专利文献1:美国专利申请公开第2010/0246859号说明书
【发明内容】
[0022]本发明的目的在于，在用于静电容型换能器的前置放大器电路中，缩短电源接通时直流输出电压稳定为止的时间，并能够实现更小面积的电路(集成电路)。
[0023]本发明的前置放大器的特征在于，具有:偏置端子，被连接了用于将主电源电压进行升压后施加给静电容型换能器的升压电路的输出；放大器，用于放大所述静电容型换能器的输出信号；高通滤波器，设置在所述偏置端子和所述放大器的输入端子之间，且能够改变截止频率；以及复位电路，检测主电源电压的变化，从而向所述高通滤波器输出用于变更其截止频率的复位信号，所述复位电路包括:电容器，其一端连接到所述主电源电压；整流元件，其第一端子连接到所述电容器的另一端且第二端子连接到恒定电位点从而用于从所述电容器的另一端向所述恒定电位点的方向成为正方向的截止区；以及比较器，其一个输入端子连接到所述整流元件的第一端子，另一输入端子被施加参考电压，比较所述整流元件的第一端子的电压与所述参考电压，从而输出所述复位信号。
[0024]这里，所述参考电压比所述主电源电压的驱动时电压低，且比所述恒定电位点的电压高。
[0025]在本发明的前置放大器电路中，在主电源从断开成为接通时，复位电路中的电容器和整流元件之间的中点的电压(比较器的一个输入端子的电压)高于参考电压，因此从复位电路输出复位信号。此外，电容器和整流元件之间的中点的电压缓慢下降，若下降到比参考电压还低，则复位信号停止。高通滤波器中，只要与不接受复位信号时相比，在接受复位信号时其截止频率变低，则即使通过电源接通而从放大器输出升压电路的输出电压的变化，也能够使输出电压迅速地稳定。
[0026]此外，在本发明的前置放大器电路中，由于复位电路的整流元件用于截止区，因此能够将整流元件用作超高电阻值的电阻，能够使复位电路的时间常数非常长，能够输出(时间)宽度宽的复位信号。复位信号的宽度必须要比在电源接通时升压电路的输出稳定为止的时间还长，但即使不使用定时器或计数器等也能够输出那样长时间持续的复位信号。进而，复位信号的宽度可通过调整参考电压而改变。
[0027]本发明的前置放大器电路的某实施方式的特征在于，所述整流元件与第二整流元件反向并联连接。根据该实施方式，在主电源断开时，第二整流元件上流过电流而释放在电容器中滞留的电荷。
[0028]作为所述整流元件，能够使用二极管，但除此之外，还能够使用MOS的结构的一部分中包含的二极管。
[0029]本发明的前置放大器电路中，所述高通滤波器包含电容性的阻抗元件和电阻性的阻抗元件，所述电容性的阻抗元件的一端连接到所述偏置端子，另一端连接到所述放大器的输入端子。所述电阻性的阻抗元件的一端连接到所述电容性的阻抗元件的另一端，所述电阻性的阻抗元件的另一端连接到基准电压端子。此外，所述电阻性的阻抗元件与通过所述复位信号开闭的第一开关并联连接。根据该实施方式，如果通过复位信号闭合第一开关，则电阻性的阻抗元件的两端之间被短路，因此放大器的输入端子保持基准电压端子的电压。其结果，在输出复位信号期间，从放大器不输出升压电路的输出电压信号或静电电容型换能器的信号，成为无信号状态。然后，在升压电路的输出电压稳定后停止复位电路而再次打开开关，从而能够使放大器的输出短时间内稳定。
[0030]此外，作为所述电阻性的阻抗元件，可以使用将在截止区使用的两个二极管反向并联连接的元件。根据这样的电阻性的阻抗元件，能够在集成电路的基板上制作超高电阻值的电阻。
[0031]本发明的用于静电容型换能器的输出装置的特征在于，具有:升压电路，用于将主电源电压进行升压后施加给静电容型换能器；放大器，用于放大所述静电容型换能器的输出信号；高通滤波器，设置在所述升压电路的输出端与所述放大器的输入端子之间，能够改变截止频率；以及复位电路，检测主电源电压的变化，向所述高通滤波器输出用于改变其截止频率的复位信号，所述复位电路包含:电容器，其一端连接到所述主电源电压；整流元件，其第一端子连接到所述电容器的另一端且第二端子连接到恒定电位点从而用于从所述电容器的另一端向所述恒定电位点的方向成为正方向的截止区；以及比较器，其一个输入端子连接到所述整流元件的第一端子，另一输入端子被施加参考电压，比较所述整流元件的第一端子的电压与所述参考电压，从而输出所述复位信号。
[0032]在本发明的用于静电容型换能器的输出装置中，在主电源从断开成为导通时，复位电路中的电容器和整流元件之间的中点的电压(比较器的一个输入端子的电压)高于参考电压，因此从复位电路输出复位信号。此外，电容器和整流元件之间的中点的电压缓慢下降，若下降到比参考电压还低，则复位信号停止。高通滤波器中，只要与不接受复位信号时相比，在接受复位信号时其截止频率变低，则即使通过电源接通而从放大器输出升压电路的输出电压的变化，也能够使输出电压迅速地稳定。
[0033]此外，在本发明的用于静电容型换能器的输出装置中，由于复位电路的整流元件用于截止区，因此能够将整流元件用作超高电阻值的电阻，能够使复位电路的时间常数非常长，能够输出(时间)宽度宽的复位信号。复位信号的宽度必须要比在电源接通时升压电路的输出稳定为止的时间还长，但即使不使用定时器或计数器等也能够输出那样长时间持续的复位信号。进而，复位信号的宽度可通过调整参考电压而改变。
[0034]另外，用于解决本发明的所述课题的手段是具有将上述说明的结构要素适当组合的特征的手段，本发明能够进行该结构要素的组合产生的多个变化。
【专利附图】
【附图说明】
[0035]图1是表示用于静电容型的语音换能器的一般的前置放大器电路的结构的图。
[0036]图2是表示改良后的现有的前置放大器电路的电路图。
[0037]图3㈧?图3(D)是示出了接通了图2的前置放大器电路的主电源时的各部的电压的变化的时序图。
[0038]图4是表示通过仿真求出了电源接通时的前置放大器电路的输出信号的电压变化的结果的图。
[0039]图5(A)?图5(D)是示出了断开了图2的前置放大器电路的主电源时的各部的电压的变化的时序图。
[0040]图6 (A)?图6(D)是示出了断开了图2的前置放大器电路的主电源后立即再次接通主电源时的各部的电压的变化的时序图。
[0041]图7是通过仿真求出了电源再次接通时的前置放大器电路的输出信号的电压变化的结果的图。
[0042]图8是表示本发明的第I实施方式的前置放大器电路的基本结构的概略模块图。
[0043]图9(A)?图9(D)是表示接通前置放大器电路的主电源时的各部的电压波形的时序图。
[0044]图10(A)?图10(D)是表示接通前置放大器电路的主电源时的各部的电压波形的时序图。
[0045]图11是表示复位电路的具体电路的图。
[0046]图12是表示本发明的第2实施方式的前置放大器电路的基本结构的概略模块图。
【具体实施方式】
[0047]以下，参照【专利附图】
【附图说明】本发明的优选实施方式。其中，本发明并不限定于以下的实施方式，在不脱离本发明的要旨的范围内，能够进行各种设计变更。
[0048](实施方式I)
[0049]以下，参照图8说明本发明的实施方式I。图8是示出了本发明的实施方式I的前置放大器电路41的基本结构的概略模块图。静电容型的语音换能器42通过可变电容器的符号来表示，一个电极例如隔膜(可动电极)连接到偏置端子43，另一个电极例如固定电极连接到地端子44。电荷泵电路45(升压电路)例如是4相时钟的电荷泵电路，但也可以是其他升压电路。电荷泵电路45将主电源60的电压Vdd升压几倍至几十倍的电压，并将升压后的输出电压(前置电压)Vb经由偏置端子43提供给语音换能器42。
[0050]前置放大器电路41是用于放大经由偏置端子43输出的语音换能器42的输出信号的电路。前置放大器电路41由高通滤波器46、放大器47、复位电路48构成。
[0051]高通滤波器46将电容性的阻抗元件49 (例如，电容器)和超高电阻值的、或者电阻值非常大的(以下，将这样的属性简称为超高电阻值)电阻性的阻抗元件50 (例如，电阻值非常大的电阻或反向并联连接的二极管)连接为τ形，并与阻抗元件50并联设置了开关51。开关51由晶体管或MOS构成。电容性的阻抗元件49将第一端子(高通滤波器46的信号输入端)连接到偏置端子43，将第二端子(高通滤波器46的高频信号输出端)连接到放大器47的输入端子。电阻性的阻抗元件50将第一端子连接到电容性的阻抗元件49的第二端子(放大器侧的端子)，将第二端子(高通滤波器46的低频信号输出端)连接到基准电压端子52。在基准电压端子52和地之间，连接有电压为Vr的基准电压源53。
[0052]从而，当开关51打开时，该高通滤波器46的超高电阻值的电阻分量有效，因此作为高通滤波器而工作。相对于此，当闭合开关51的情况下，电阻性的阻抗元件50的两端间被短路，因此放大器47的输入端子的电位锁定为一定电位Vr,从放大器47不输出信号。
[0053]复位电路48由电容器54、两个二极管55a、55b以及比较器47构成。电容器54的第一端子连接到主电源60的输出，被施加主电源60的输出电压Vdd。两个二极管55a、55b被反向并联连接，使得正向电流的流向相反，二极管55a的阳极以及二极管55b的阴极连接到电容器54的第二端子，二极管55a的阴极和二极管55b的阳极连接到恒定电压Vo的端子56。电容器54的第二端子和二极管55a的阳极(二极管55b的阴极)的节点(节)连接到比较器57的正相输入端子，比较器的反相输入端子被参考电压端子58提供参考电压Vref。这里,参考电压Vref低于主电源60的驱动时电压Vddm,且高于恒定电压Vo (Vo<Vref<Vddm)。另外，端子56的电压Vo也可以是地电压。
[0054]此外，在接通主电源60时流过正向电流的二极管即二极管55a只在截止区动作，作为超高电阻值的电阻而利用，只流过微弱的正向电流。因此，只要在二极管55a流出较大的正向电流时的正向压降Vs比主电源60的驱动时电压Vddm大即可。在断开主电源60时流过正向电流的二极管即二极管55b也可以与二极管55a —样只在截止区动作。或者，二极管55b也可以在电压比截止区大的区域动作，流过更大的电流(即，二极管55a和二极管55b的正向压降也可以不同)。
[0055]接着，根据图9(A)?图9(D)，说明在主电源60接通时的复位电路48的动作。图9(A)示出在时间To接通的主电源60的输出电压Vdd的变化。图9 (B)示出比较器57的反相输入端子(参考电压端子58)的电压变化。图9(C)示出比较器57的正相输入端子的电压Vc的变化。图9 (D)示出比较器57的输出信号的变化。
[0056]若主电源60在时间To接通，则如图9(A)所示，主电源60的输出Vdd从O伏变化为Vddm。此时，从主电源60输出电压Vddm，从而参考电压端子58的电压从O伏上升为Vref，因此如图9(B)那样，比较器57的反相输入端子的电压也上升至参考电压Vref。同样地，端子56的电压在电源接通时从O伏上升至Vo。比较器57的正相输入端子的电压Vc如图9 (C)所示那样，在电源接通时通过主电源60的输出而上升至Vddm，但由于二极管55a流过电流，从而逐渐减少至电压Vo。其中，二极管55a在截止区动作而成为超高电阻值，因此比较器57的正相输入端子的电压Vc缓慢减少。比较器57的输出在Vc彡Vref时成为高⑶电平，因此如图9(D)所示，仅在电源接通起至成为Vc〈Vref为止的期间At，高电平的复位信号Reset被输出。
[0057]高通滤波器46的开关51被复位信号Reset控制。即，从复位电路48输出复位信号Reset的期间闭合，从而成为导通状态，若从复位电路48不输出复位信号Reset则再次打开而成为切断状态。
[0058]根据图10，说明主电源接通而从复位电路48向高通滤波器46输出了复位信号时的前置放大器电路41的动作。图10(A)示出电荷泵电路45的输出电压Vb的变化。图10(B)示出复位电路48的输出信号的变化，(与图9 (D) —样)。图10(C)示出放大器47的输入端子的电压变化。图10(D)示出放大器47的输出变化。
[0059]若主电源60导通,则如图10 (A)所不，电荷泵电路45的输出电压Vb从O伏向动作时输出电压Vbm缓慢上升，在经过了某时间Λ T后，输出电压Vb稳定于Vbm。如图10(B)所示，从复位电路48输出的复位信号的(时间)宽度Λ t比电荷泵电路45的输出稳定为止的时间Λ T还长。在电荷泵电路45中，通过使二极管55a在截止区动作，将其作为超高电阻值的电阻来使用，因此在二极管55a流过的正向电流被限制，并能够如此生成宽度宽的复位信号。
[0060]如图10(C)所示，在电源接通后输出复位信号的期间Λ t，复位信号被输出而开关51被闭合，放大器47的输入端子被提供基准电压源53的电压Vr。从而，如图10(D)所示，在电源接通后Λ t的期间，仅从放大器47放大并输出基准电源53的电压Nt，电荷泵电路45或语音换能器42的输出不会传递到放大器47，前置放大器电路41的输出成为无信号的状态。
[0061]若主电源60接通后经过时间Λ t，则复位信号停止，前置放大器电路41成为通常的动作状态。此时，如图10⑷所示，电荷泵电路45的输出电压达到Vddm而稳定，因此如图10(C)和图10⑶所示，电荷泵电路45或语音换能器42的输出通过高通滤波器46而输入到放大器47，前置放大器电路41成为通常的动作状态，放大语音换能器42的输出信号而从输出端子61输出。
[0062]如上所述，在本实施方式的前置放大器电路41中，比电源接通后电荷泵电路45的输出稳定为止所需的时间Λ T长的期间Λ t，从复位电路48输出复位信号而屏蔽前置放大器电路41的输出，在经过At后的电荷泵电路45的输出稳定的状态下，解除屏蔽，因此电源接通后经过At后，能够使语音换能器42的放大信号立即无失真地输出。此外，如上所述，如果是图2那样的前置放大器电路，则有时电源接通后输出稳定为止需要几分钟左右，但电荷泵电路45的输出稳定为止的时间Λ T是几十毫秒，因此无信号的时间Λ t也可以是相同程度的时间或者若干长时间，在电源接通后，能够短时间内使用语音换能器42。此外，通过利用二极管50a、50b的截止区，能够使复位电路48的时间常数非常长，因此无需如以上那样使用定时器，能够减小在集成电路的基板上装入的前置放大器电路41的面积。此夕卜，复位电路48中的复位信号的宽度Λ t和时间常数可通过改变参考电压端子58的参考电压Vref而调整。尤其是复位信号的宽度At，能够在几十毫秒至几百毫秒的范围内调整。
[0063]另外，在上述说明中，说明了主电源接通时的动作，但即使在主电源断开后立即再次接通主电源的情况下，通过该前置放大器41，能够迅速地使输出稳定。
[0064]图11是表示复位电路48的具体电路的图。在截止区使用的二极管55a和NM0S81并联连接，二极管55a的阳极和NM0S81的漏极连接，二极管55a的阴极和NM0S81的源极连接。NM0S81的结构中包含的二极管被用作二极管55b，二极管55a和二极管55b被反向并联连接。此外，二极管55a的阳极和NM0S81的漏极连接到电容器54的第二端子，二极管55a的阴极和NM0S81的源极连接到地。匪0S81的栅极也被连接到地。电容器54的第一端子上被施加主电源60的输出电压Vdd。
[0065]比较器57由PM0S82、83和NM0S84、85构成。PM0S82和PM0S83的漏极之间被连接，两个漏极上被施加电源电压Vcc。PM0S82的体和PM0S83的体也被连接，两个体上被施加主电源60的电压Vdd。PM0S82的栅极上连接二极管55a的阳极(NM0S86的漏极)和电容器54的第二端子的中点，且被施加电压Vc。此外PM0S83的栅极被提供参考电压Vref。这样，PM0S83和PM0S83构成差分对电路。
[0066]进而，NM0S84的栅极和NM0S85的栅极被连接，两个栅极上被连接NM0S85的漏极，通过NM0S84和NM0S85构成电流镜电路。
[0067]PM0S82的源极连接到NM0S84的漏极，NM0S84的源极连接到地。PM0S83的源极连接到NM0S85的漏极，NM0S85的源极连接到地。进而，PM0S82的源极和NM0S84的漏极的中点连接到NM0S86的栅极。NM0S86的源极连接到地，NM0S86的漏极连接到开关51、66。
[0068]但是，在该比较器57中，如果主电源60接通，且电压Vc高于参考电压Vref，则从NM0S85向开关51、66输出复位信号。此外，如果电压Vc比参考电压Vref还低，则从NM0S85输出的复位信号停止。
[0069]另外，在图13的电路中，作为二极管55b而利用NM0S81的结构的一部分，但也可以作为二极管55b而利用通常的二极管,作为二极管55a而利用MOS的结构的一部分。
[0070](实施方式2)
[0071]图12是示出了本发明的第2实施方式的前置放大器电路41的概略模块图。在第2实施方式的前置放大器电路41中，对开关51串联连接了电阻59的电路进一步并联连接到阻抗元件50。这里，电阻59的电阻值Rl比电阻性的阻抗50的电阻值Ro充分小(电阻59可以是在开关51闭合时的开关51的内部电阻)。理论上，如果将阻抗元件49的电容设为C，将阻抗元件50的电阻值设为Ro，则在打开开关51时，高通滤波器46的截止频率如下，
[0072]fc = 1/(2 31.C.Ro)
[0073]另一方面，若将电阻59的电阻值设为R1，则在闭合开关51时，高通滤波器46的截止频率成为如下，
[0074]Fe = I/[2 31.C.R0.Rl/(Ro+Rl)]
[0075]N 1/(2 31.C.Rl)
[0076]从而，若闭合开关51，则与打开开关51时相比，截止频率fc变大。其结果，前置放大器电路41的主电源接通时输出迅速变得稳定(参考图1及其说明)。
[0077]第I实施方式相当于将电阻59的电阻值Rl无限接近O时，此时截止频率成为fc —⑴。但是，电阻59不存在时，如第I实施方式那样，放大器47的输入端子短路到恒定电压的基准电压端子52，从而放大器47的输入端子电压锁定为Vr的结果，开关51闭合的期间，放大器47的输入端子上不被输入信号。在这个意义上，与第2实施方式相比,在第I实施方式中能够获得不连续的出色的效果。
[0078]标号说明
[0079]41前置放大器电路
[0080]42语音换能器
[0081]43偏置端子
[0082]44接地端子
[0083]45电荷泵电路
[0084]46高通滤波器
[0085]47放大器
[0086]48复位电路
[0087]49电容性的阻抗元件
[0088]50电阻性的阻抗元件
[0089]51 开关
[0090]54电容器
[0091]55a、55b 二极管
[0092]57比较器
[0093]59 电阻
[0094]60主电源
[0095]Vb电荷泵电路的输出电压
[0096]Vdd主电源的输出电压
[0097]Vref参考电压
【权利要求】
1.一种前置放大器电路，其特征在于，具有: 偏置端子，被连接了用于将主电源电压进行升压后施加给静电容型换能器的升压电路的输出； 放大器，用于放大所述静电容型换能器的输出信号； 高通滤波器，设置在所述偏置端子和所述放大器的输入端子之间，且能够改变截止频率；以及 复位电路，检测主电源电压的变化，从而向所述高通滤波器输出用于变更其截止频率的复位信号， 所述复位电路包括: 电容器，其一端连接到所述主电源电压； 整流元件，其第一端子连接到所述电容器的另一端且第二端子连接到恒定电位点从而用于从所述电容器的另一端向所述恒定电位点的方向成为正方向的截止区；以及 比较器，其一个输入端子连接到所述整流元件的第一端子，另一输入端子被施加参考电压，比较所述整流元件的第一端子的电压与所述参考电压，从而输出所述复位信号。
2.如权利要求1所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述参考电压比所述主电源电压的驱动时电压低，且比所述恒定电位点的电压高。
3.如权利要求1所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述整流元件与第二整流元件反向并联连接。
4.如权利要求1所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述整流元件是二极管。
5.如权利要求1所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述整流元件是包含在MOS的结构的一部分中的二极管。
6.如权利要求1所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述高通滤波器包含电容性的阻抗元件和电阻性的阻抗元件， 所述电容性的阻抗元件的一端连接到所述偏置端子，另一端连接到所述放大器的输入端子， 所述电阻性的阻抗元件的一端连接到所述电容性的阻抗元件的另一端，所述电阻性的阻抗元件的另一端连接到基准电压端子， 所述电阻性的阻抗元件与通过所述复位信号开闭的第一开关并联连接。
7.如权利要求6所述的前置放大器电路，其特征在于， 所述电阻性的阻抗元件是将用于截止区的两个二极管反向并联连接的元件。
8.一种用于静电容型换能器的输出装置，其特征在于，具有: 升压电路，用于将主电源电压进行升压后施加给静电容型换能器； 放大器，用于放大所述静电容型换能器的输出信号； 高通滤波器，设置在所述升压电路的输出端与所述放大器的输入端子之间，能够改变截止频率；以及 复位电路，检测主电源电压的变化，向所述高通滤波器输出用于改变截止频率的复位信号， 所述复位电路包含: 电容器，其一端连接到所述主电源电压； 整流元件，其第一端子连接到所述电容器的另一端且第二端子连接到恒定电位点从而用于从所述电容器的另一端向所述恒定电位点的方向成为正方向的截止区；以及 比较器，其一个输入端子连接到所述整流元件的第一端子，另一输入端子被施加参考电压，比较所述整流元件的第一端子的电压与所述参考电压，从而输出所述复位信号。
【文档编号】H02M3/07GK104426363SQ201410455409
【公开日】2015年3月18日 申请日期:2014年9月9日 优先权日:2013年9月10日
【发明者】叶肇 申请人:欧姆龙株式会社
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