本发明属电源转换器领域，特别涉及到由脉动直流电供电的电源转换装置。
背景技术：
大多数电子电器和电气设备使用交流电作为其供电来源，但实际上许多电器和设备的内部装置无法直接利用交流电工作，多数情况下需要先将交流电通过整流电路转换成脉动直流电，再由电源转换装置将脉动直流电转换为它们所需要的各种电源。
由于脉动直流电的电压波动幅度过大，常导致电源转换装置难以正常工作。因此，必须使该电压波动的范围减小到可接受的范围内。现有技术的解决办法是，在脉动直流电的电压两端放置一个大容量的电容器，如廉价、容量大的电解电容器，因其所起作用是平滑滤波，故常称之为平滑滤波电容。例如，图1A、图1B和图1C所示的就是几种体现现有技术的常见的交流-直流电源转换器简化后的基本结构，使用平滑滤波电容后，直流-直流转换电路得以正常工作，能提供持续、稳定的输出电源。
然而，上述大容量平滑滤波电容器的存在，也带来不少问题，如体积增大、成本增加、开机瞬间浪涌电流过大、供电电网上电流谐波失真大、功率因素过低、电磁干扰大等。在高温时，电解电容器还会因性能劣化而爆裂，使整机性能恶化、可靠性降低、寿命缩短，并带来安全隐患。因此，避免使用大容量平滑滤波电容器，消除或缓解以上问题，对改善电源转换装置和交流电网的性能，具有重要的现实意义。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明要解决的技术问题是：提供一种电源转换装置，不必使用大容量的平滑滤波电容器，就可将脉动直流电转换为所需要的各种电源。由此，可使现有技术中存在的上述各种技术问题得到大幅改善。上述由脉动直流电转换而来的电源，可以是一种电压波动幅度较小的直流电源，也可以是稳定输出电源。其中，稳定输出电源是指：至少有一组输出，其输出的电压或电流或功率在一定条件下处于系统额定的允许范围内，并在一定时间内体现相对稳定的特性。技术方案如下：
一种由脉动直流电供电并进行电源转换输出的装置，包括：脉动直流电，作为输入电源，具有第一端、第二端；第一开关元件(05)，具有第一端、第二端和控制端，其第一端与该脉动直流电的第一端相连；第二开关元件(06)，具有第一端、第二端和控制端，其第一端与该脉动直流电的第一端相连；储能电容器(04)，具有第一端、第二端，其第一端与该第二开关元件(06)的第二端相连，其第二端与该脉动直流电的第二端相连；第三开关元件(07)，具有第一端、第二端和控制端，其第一端与该储能电容器(04)的第一端相连，其第二端与该第一开关元件(05)的第二端相连；控制电路(32)，具有若干个控制信号输出端，分别与该第一开关元件(05)、该第二开关元件(06)和该第三开关元件(07)的控制端相连，用于分别控制其导通和关断；输出单元(08)，用于向负载或后级电路提供经转换的电源输出，至少具有第一端和第二端作为两个输入端，其第一端与该第三开关元件(07)的第二端相连，其第二端与该脉动直流电的第二端相连。
该脉动直流电的第一端为电源负极、第二端为电源正极，所述各开关元件的第一端和第二端均分别为电流的输出端和输入端。优选地，该脉动直流电的第一端为电源正极、第二端为电源负极，所述各开关元件的第一端和第二端均分别为电流的输入端和输出端。
该控制电路(32)包含电压比较电路(92)和信号切换电路(91)，将脉动直流电和该储能电容器(04)两端的电压分别与设定电压实时比较，得到用于控制上述各开关元件导通和关断的信号，从而使该输出单元(08)的输入两端得到经转换的电压。
该控制电路(32)的作用是，当该脉动直流电的电压高于该储能电容器(04)两端电压时，控制该第二开关元件(06)导通使该脉动直流电向该储能电容器(04)充电储能；当该脉动直流电电压低于该储能电容器(04)两端电压时，上述充电过程中止。该第二开关元件(06)是场效应晶体管或晶体三极管，或其他与之相当的开关元器件；优选地，该第二开关元件(06)是二极管，且无须与该控制电路(32)的控制端相连，此时该控制电路(08)最少只要有两个控制信号输出端，分别与该第一开关元件(05)和该第三开关元件(07)的控制端相连。
当该脉动直流电电压较高时，该输出单元(08)经由受控导通的该第一开关元件(05)从该脉动直流电两端获取电压；当该脉动直流电电压较低时，该输出单元(08)经由受控导通的该第三开关元件(07)从该储能电容器(04)两端获取电压。
该输出单元(08)是一用于电气连接的端口，通过该连接端口将波动幅度范围较小的直流电源电压输出。
优选地，该输出单元(08)是一功率转换单元，并包含输出端口，通过该功率转换单元(08)输入两端的电压获取电能并通过其内部电路将输入电能转换为稳定输出电源；该控制电路(32)还包含反馈控制电路(93)。其中，该控制电路(32)根据该脉动直流电的瞬时电压，并利用负反馈控制原理，对与其相连的该第一开关元件(05)和该第三开关元件(07)进行开关状态和导通模式的控制，最终在该功率转换单元(08)的输出端形成稳定输出电源。
优选地，该第一开关元件(05)和该第三开关元件(07)交替工作在线性导通模式或关断状态，在输出单元(08)的输入端或功率转换单元(08)的输出端形成稳定输出电源。
优选地，该第一开关元件(05)和该第三开关元件(07)交替工作在高频开关模式或关断状态，在输出单元(08)的输入两端形成高频脉冲电压，并在功率转换单元(08)的输出端形成稳定输出电源。
利用本发明揭示的电路和装置，可通过现有工艺手段方便、低成本地集成到半导体集成电路和电路模组中，基本消除或大大缓解现有技术中因使用大容量平滑滤波电容器带来的各种问题，并改善性能，缩小体积，降低成本。
附图说明
以下附图描述了本发明的未限制性和非穷尽性的实施例和示例。其中，除非另有说明，在各个不同的附图中，具有相同数字标号的部件有着相同的属性；对于具有相同数字标号的部件所具有的多种不同的具体表现形式，则再用英文字母作为后缀加以区分。例如，各附图中，所有的部件05都有相同的属性，都是指代一种开关元件；各附图中，所有的部件05A作为部件05的一种具体表现形式，也都具有相同的属性，都是指代NPN型的晶体管元件；各附图中，部件05B是部件05的另一具体形式，也都具有相同的属性，都是指代N型的MOS场效应晶体管(MOS-FET)元件。
图1A是现有技术的一典型电路结构图，是开关模式隔离型反激式的交流-直流转换器。
图1B是现有技术的一典型电路结构图，是开关模式非隔离型降压式的交流-直流转换器。
图1C是现有技术的一典型电路结构图，是线性模式降压式的交流-直流转换器。
图2是本发明的一个实施例，由脉动直流电供电的电源转换装置的总体框图。
图3是基于图2的一个具体实施例，将脉动直流电转换为稳定输出电源的装置的电路图。
图4是对应各具体实施例的电源电压和控制信号的波形和时序关系图。
图5是基于图3实施例的更具体化的实施例，是一种线性模式的降压型直流稳压电源。
图6是基于图3实施例的更具体化的实施例，是一种隔离型反激式的开关稳定输出电源。
图7是基于图3和图6实施例的细化实施例，是一种隔离型反激式的开关稳定输出电源。图8是基于图3实施例的具体化实例，是一种非隔离型降压型的开关直流电源。
图9是基于图3和图8实施例的细化实施例，是一种非隔离型的开关直流恒流电源。
图10是基于图3和图9实施例的细化实施例，是一种非隔离型的适用于半导体照明的直流恒流电源。
图11是基于图3实施例的细化实施例，是一种隔离型半桥式的开关电源。
图12是基于图3实施例的细化实施例，是一种隔离型全桥式的开关电源。
图13是基于图3实施例的又一实施例，是一种推挽型结构的开关电源。
图14是基于图2的一个实施例，将脉动直流电转换为稳定输出电源的装置的电路图。
图15是基于图14的更具体化的实施例，是一种隔离型反激式的开关稳定输出电源。
图16是基于图13的具体实施例，是一种隔离型反激式的开关稳定输出电源。
具体实施方式
为便于对本发明有更加清楚和透彻的理解，通过以下内容阐述了许多特定的细节。然而，对本领域技术人员而言显然的是，实施本发明不必局限于这些特定的细节。为避免模糊本发明的主要内容，对众所周知的知识、原理和装置未作详细阐述。本说明书中，所谓“实施例”、“一个实施例”或“一实施例”的含义是，该实施例描述的具体特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，全文中多处出现的这些短语未必指代相同的实施例。此外，具体特征、结构或特性可在一个或多个实施例中以任何合适的组合和/或子组合相结合；具体特征、结构或特性可被包括在提供所描述的功能性的电子电路、集成电路、组合逻辑电路、模块电路和其他合适的部件中。此外，也应理解的是，在此所提供的附图是出于向本领域的技术人员解释的目的，而这些图也未必按比例绘制。
本说明书中，使用了若干专业术语。这些术语表达了它们在所属领域中的普通含义，除非在这里专门定义，或者它们使用的语境已清楚地表明另有所指。例如，术语“和/或”包含了两种可能的情形，一种可用“和”来表达，另一种可用“或”来表达；“开关元件”是指在控制信号作用下，具有“导通”和“关断”两种开关状态(又称导通状态)的元器件，在其导通时又具有完全导通、线性导通、高频开关切换等导通模式；再如，“电源”是指提供电力的供应源，或电压源、电流源或电源装置；而“稳定电源”是相对的概念，表示其输出量(电压或电流或功率)在一定条件下处于系统额定的允许范围内，并在一定时间(段)内体现出相对稳定的特性。以上都属普通含义，除非语境已清楚表明另有含义。
在阐述本发明之前，先考察基于现有技术的如图1A所示的交流-直流转换器的电路结构，有助于对本发明的内容有更为清晰完整的理解。为了便于阐述，可把该转换器理解为包含有3个功能部分：全波整流电路01A、平滑滤波电容器02和功率传递单元08H，其中后者还包含开关元件08H4和反馈控制电路08H5。众所周知，全波整流电路01A将周期性的交流电转换为脉动直流电VDC；平滑滤波电容器02的电容量足够大，用来给后续电路提供持续的电力，当交流电电压下降时，由于平滑滤波电容器02的储能作用，可以使其波动幅度控制在较小的范围内并确保其后续电路仍能输出较稳定的电源；功率传递单元08H采用隔离型的反激式开关电源结构，反馈控制电路08H5利用负反馈环路和反馈控制的原理和机制，产生并动态调整PWM(或类似信号如PFM等，下同)的脉冲宽度(和/或占空比，下同)，驱动开关元件08H4作高频开关切换(在导通和关断两种状态间高频切换)，将脉动直流电转换为电压脉冲施加到变压器08H1的输入两端，再通过整流二极管08H2并经滤波电容08H3的滤波作用，在OUT输出端形成所需的稳定直流电源。
其中，交流输入电源VAC经整流后在V+和V-之间形成脉动直流电VDC，其波动电压最大值为交流电源的峰值电压，而最小值仅0伏。在没有平滑滤波电容器02时，VDC电压降到很低时，功率传递单元08H因没有足够高的输入电压无法维持正常输出，在OUT两端难以维持稳定的电压输出或电流输出。设置平滑滤波电容02后，VDC的波动范围被压缩，其电压值维持足够高，使功率传递单元08H能将电力持续稳定输出到OUT两端。
众所周知，如图1A所示的是一个常用的反激式的开关模式交流-直流转换器的电路总体结构。图中的反馈控制电路08H5是该转换器的控制中心，其常见电路结构如图中所示，该电路对来自输出端OUT的电压(或电流，下同)值进行取样，将此电压值与目标电压值比较(通常将其分压电压与基准电压Vref比较，下同)并进行误差放大后用于调节PWM的脉冲宽度(或占空比，下同)从而控制输出的电压，形成一个闭合的负反馈环路，由此负反馈控制机制，最终将输出电压的大小调整到目标值上，形成电压稳定的直流电源。
现有知识和技术已揭示，当把输出电压与目标电压值作为比较和反馈控制的对象时，该装置提供直流稳压电源；当把输出电流与目标电流值作为比较和反馈控制的对象时，该装置提供直流恒流电源；有时还把输出功率与目标功率值作为比较和反馈控制对象，则该装置提供恒定功率电源。此外，只需再在OUT两端的后级加上控制输出正负极性的装置，图1A中所示的转换器就能输出交流的电压(或电流)，即某种形式的交流稳压电源或交流恒流电源。为简化说明，将上述“直流稳压电源”、“直流恒流电源”、“交流稳压电源”、“交流恒流电源”以及具有恒定输出功率的装置，都用“稳定输出电源”这个统称来指代其任意一种。这些电源类型都可作为本发明适用并实施的对象和范畴。结合本发明揭示的原理和装置，通过替换现有技术中的平滑滤波电容器02，就可达到本发明的目的。
为简化描述，先定义一名词“功率传递单元”，其作为输出单元08的一种形态，意为具有一定形态的电路结构，至少含一组输出，能独立或与其他电路相配合，将其输入端的电源转换为稳定输出电源。现有技术中，功率传递单元08有丰富的电路形式，且每种形式也变化多样，图1A所示的功率传递单元08H只是其中一种形式。另外，图1B所示的是现有技术中另一种常见的开关直流电源，为简化后续说明，在这里将开关元件16和反馈控制电路26看成是功率传递单元08B之外的部件。其原理简述如下：在反馈控制电路26的作用下，使开关元件16作高频开关切换，将电容器02两端的电压以脉冲调制电压(如PWM)施加在功率传递单元08B的A、B端，形成脉冲电流经电感08B2传递到滤波电容器08B3和输出端OUT。其中，当开关元件16被关断时，二极管08B1续流，OUT两端仍能得到较稳定持续的电源输出。现有技术中，该电路结构也常用于其它形式的稳定输出电源。再如，图1C所示的是现有技术中一种常见的线性直流电源。其原理简述如下：图中的反馈控制电路27主要由误差放大器组成，通过将OUT输出端的电压与目标电压比较得到误差电压(模拟信号)，将此误差电压放大后用于控制开关16的基极，开关16因此始终处于部分导通的线性导通模式。当输出电压较高时，基极信号减小，使输出电压减小，反之亦然。通过此负反馈的原理与机制，OUT两端构成电压稳定的输出电源。
需要说明的是，以上的波动信号检测、电压比较器使用、负反馈控制电路、信号切换、开关元件驱动技术等的原理、具体电路和装置，虽包含实施细节，但已有大量常识为本技术领域普遍熟知，为简化说明并突出本发明的核心要点，故不再在文中作详细阐述。下面结合以上电路的说明和对比，详细介绍本发明的技术方案及其实施例。
本发明的目的是提供一种电路拓扑结构及其装置，不必使用平滑滤波电容器，通过几个开关元件和一个小容量的储能电容，在控制电路作用下，就能将脉动直流电转换为脉动幅度较小的直流电源输出，特别是利用功率传递单元08中的转换电路将它转换为持续的稳定输出电源，解决现有技术中存在的问题。只要在现有的各种结构和类型的电源转换器电路上作简单的改造、适配和/或微调，就可以实施本发明。
作为本发明的一个实施例，如图2揭示了这样一种电路拓扑结构及其装置的一个总体结构图。可以看到，就该装置虚直线右边的部分而言，相当于图1A中所示的虚直线右边的部分，并在位置和作用上相当。相同的是，两者的输入都是脉动直流电VDC；所不同的是，本实施例中舍去了图1A中的平滑滤波电容器02，并被以下几个功能部件替换：开关元件(以下简称“开关”)05、开关06、开关07、容量较小的储能电容器04和控制电路32。其中，控制电路32至少具有以下功能：通过电压比较电路实现脉动监测功能，能监测脉动直流电的电压和储能电容器04两端的电压值；通过切换电路实现切换控制功能，能根据上述脉动直流电的电压波动情况(利用比较电路的输出)控制第一开关05、第二开关06和第三开关07的控制端的开关状态。由此，可以在功率传递单元08的输入端口得到电能，通过功率传递单元08输出给其他各种电路。
以下为方便描述，将上述用于监测波动电压瞬时值的电压比较电路称为“脉动监测电路92”，将上述用于控制各开关的信号切换电路称为“切换控制电路91”。当然，在实际电路中不需要受这样的限制，具体的实现方式也多种多样。其中，脉动监测电路92包含电压比较电路，将脉动直流电的电压与设定电压值实时比较，提供比较信号给切换控制电路91以便控制第一开关05、第二开关06和第三开关07的控制端(图中分别对应的信号为X1、X3、X2)，从而分别控制这些开关的开关状态(导通或关断)和导通模式(线性导通、完全导通、高频开关切换)；此外，图1A中的特定形式的功率传递单元08H，也被无特定形式的输出单元08所取代，因其具体实施电路的结构形式多样，都可以被用于本发明的实施例中。实施中，在转换效率、开关元件工况条件允许的情况下，虽不推荐但仍允许在脉动直流电VDC的两端并联容量较小的电容，就如图中的EMI滤波电容031那样，且仍能够达成本发明的目的。
作为本发明的又一实施例，如图2揭示的装置还有另外的应用。可以看到，就该装置虚直线右边的部分而言，又相当于图1B中所示的虚直线右边的部分，并在位置和作用上相当。相同的是，两个装置的输入都是脉动直流电VDC；不同的是，本实施例中舍去了图1B中的平滑滤波电容器02、开关16和反馈控制电路26，并被以下几个功能部件替换：开关05、开关06、开关07、储能电容器04、脉动监测电路92、切换控制电路91和反馈控制电路93。与上一实施例不同的是，控制电路32包含反馈控制电路，其功能与图1B的反馈控制电路26相当。为简化描述，图2中假定该反馈控制功能由反馈控制电路93提供。这个实施例表明，在替换平滑滤波电容器02时，开关05、开关07等新的部件可以兼具原先包含在功率传递单元08B中的开关元件16的功能和作用，从而通过“合并整合”的实施方式，简化实施电路、降低成本并提高性能。因此，这个实施例易于对现有的电源转换电路进行改造升级，包含着更大的价值和意义。
以上实施例中的开关元件，在现有技术中已有广泛的应用，通常有三个端子，在此全文中，根据电流的方向，称为输入端(电流流入)、输出端(电流流出)及用于控制开关状态的控制端。例如，对于NPN型晶体管，输入端、输出端和控制端分别为集电极、发射极、基极；对于PNP型晶体管，输入端、输出端和控制端分别为发射极、集电极、基极；对于N型MOS-FET即场效应晶体管，输入端、输出端和控制端分别为漏极、源极、栅极；对于P型MOS-FET，输入端、输出端和控制端分别为源极、漏极、栅极。其余同理类推。在随后的篇幅中将结合具体的实施例和附图作具体的揭示。为简化描述，在对电流方向不作具体区分的情况下，不区分开关的输入端或输出端，仅用第一端或第二端加以称谓；对储能电容器04、脉动直流电VDC和功率传递单元08的端子也是如此。
在图1A、图1B和图1C中，脉动直流电VDC是由交流电经变压、整流后得到的，这是一种应用最普遍的、典型的应用情况。在图4中，展示了交流电VAC的电压波形、其对应的经全波整流后的脉动直流电VDC的电压波形。
应当意识到，图2中揭示的上述实施例不仅适用于源自交流电的脉动直流电，还适用于具有电压幅度呈周期性波动特点的其他类型的脉动直流电作为其输入电源。在图2中的脉动直流电VDC两端，即Va和Vb之间，虽允许、但不必并联电容器，因而它的电压波动幅度既可很小，也可很大，并在0伏与交流电源的峰值电压之间周期性波动。明白本发明要点的本领域技术人员都清楚，这样的脉动直流电VDC可以有多种不同的来源：例如，有的是由电网的交流电经变压、全波整流得到；有的是由电网的交流电经变压、半波整流得到；有的电压峰值可达数百、数千伏，有的仅为数十、甚至几伏。有的虽来自其他装置，但也是周期性的、电压幅度呈波动特点的直流电，如方波、三角波、梯形波或某种不规则周期性波形等；有的电压波动幅度很大，在0伏与峰值电压之间大幅波动；有的电压波动幅度较小，只在某个电压与峰值电压之间小幅波动；有的经电磁干扰(EMI)抑制滤波器(典型由L、C、R构成)进行了滤波；有的在脉动直流电VDC两端，即Va和Vb之间，并联了至少一个电容器，等等。类似的情况还不止于此，由于其共同点是电压幅度呈周期性波动的直流电源，在此全文中统一用“脉动直流电”指代，也说明它们都能适用于文中的各个实施例。此外，这里所说的“周期性”，应被理解为在不影响系统要求的条件下，其周期时间处在一定范围之内保持相对稳定。
下面对本发明的原理进行更进一步的阐述。
如图2中，脉动直流电VDC的两个端子Va和Vb之间的电压差为VDC。具体实施时，可以Va端为正极，Vb端为负极，本说明书将以此种情形为例，做更多的阐述；也可以Vb端为正极，Va端为负极，本说明书只对此情形作简要阐述。原因在于两者非常相似，只不过在具体实施时，针对开关05、开关06、开关07和功率传递单元08的相关端子的具体连接，需根据电流流过的方向有所调整而已，且调整是有规律可循的。
作为一个实施例，Va端为正极，Vb端为负极，VDC＝Va-Vb。在切换控制电路91的作用下，在VDC两端的电压处于上升阶段且高于该储能电容器04两端电压时，根据此刻的相关控制信号，开关06导通，电流从Va端经开关06向储能电容器04单向充电并返回Vb，在储能电容器04两端的电压达到VDC峰值不再上升时，开关06关断，此充电进程暂时中止；在脉动监测电路92和切换控制电路91的作用下，当VDC的电压上升到高于某个设定电压值Vset2时，根据此刻的相关控制信号，开关05导通并使电流从Va端送入功率传递单元08并返回Vb端；当VDC的电压不断下降到低于某个设定电压Vset1时，根据此刻的相关控制信号，开关07导通并使电流从储能电容器04的正端Vc送入功率传递单元08并返回Vb端，故功率传递单元08仍能得到持续电源；这个过程一直持续到新一轮的循环周期开始，此时VDC再次开始上升并给储能电容器04充电，重复VDC的上个脉动周期中的以上过程中的相同动作，不断循环往复，最终使功率传递单元08得到持续电源。在稍后的段落中，将结合图3等一系列附图揭示本实施例进一步的具体实施方式，并作详细的说明。
作为又一实施例，Vb端为正极，Va端为负极，VDC＝Vb-Va，在切换控制电路91的作用下，在VDC两端的电压处于上升阶段且高于该储能电容器04两端电压时，根据此刻的相关控制信号，开关06导通，电流从Vb端向储能电容器04单向充电并经开关06返回Va，在储能电容器04两端的电压达到VDC峰值不再上升时，开关06关断，此充电进程暂时中止；在脉动监测电路92和切换控制电路91的作用下，当VDC的电压上升到高于某个设定电压值Vset2时，根据此刻的相关控制信号，开关05导通并使电流从Vb端送入功率传递单元08并返回Va端；当VDC的电压不断下降到低于某个设定电压Vset1时，根据此刻的相关控制信号，开关07导通并使电流从Vb端送入功率传递单元08并返回储能电容器04的负端Vc，故功率传递单元08仍能得到持续电源；这个过程一直持续到新一轮的循环周期开始，此时VDC再次开始上升并给储能电容器04充电，重复VDC的上个脉动周期中的以上过程中的相同动作，不断循环往复，最终使功率传递单元08得到持续电源。在稍后的段落中，将结合图14等几个附图揭示本实施例进一步的具体实施方式，并作简要的说明。
应意识到，上述实施例中开关05和开关07导通时，都适用3种模式(完全导通、线性导通、高频开关切换)。其中，在高频开关切换模式下，流过这两个开关的电流为脉冲电流。此外也应注意到，在开关07导通期间，如果开关05处于关断状态，就不会将电容器04两端的电压(此时较高)经开关07和开关05反送到Va和Vb两端；反之，开关07导通期间，如果开关05也导通，考虑到Va和Vb两端电压跳变对脉动监测功能可能造成的干扰和影响，有可能使脉动监测过程趋于复杂，还可能带来一定的能量损耗。因此，上述两种切换控制的优选方案是：开关07被控导通时，开关05完全关断；开关05被控导通时，开关07完全关断。
由于本发明不含平滑滤波电容02，因此要求设定电压Vset1是一个较小的电压值，从而允许储能电容器04的容量尽可能小。不难理解，设定电压Vset1和设定电压Vset2之间，可以有几种关系：第一种情况Vset1＞Vset2，第二种情况Vset1＝Vset2，第三种情况Vset1＜Vset2。和设定电压Vset1不同的是，对设定电压Vset2来说，一般有着较大的灵活性，可根据系统的要求，如脉动直流电VDC的电压波动范围、负载功率、功率因素等，进行具体的、有针对性的设计。有些情况下，作为一个实施例，甚至可以将上述设定电压Vset2简单地设定为接近等于脉动直流电VDC的峰值电压Vm，这样，功率传递单元08可以在脉动直流电VDC上升阶段尽可能早获得更高的输入电压；作为又一实施例，也可以简单设置为Vset1＝Vset2，这样设定电压值只需1个，可以简化设计，在附图的示例中，也体现了这样的实施方式。总之，只要符合系统的设计要求，上述三种情况都可以作为本发明的实施例。为简化描述，在以下阐述中，不再对设定电压Vset1和Vset2的大小关系细分讨论，并可能选用较简单的情形用来说明实施例。
至此，对于以上两个实施例提供的、一种由脉动直流电供电并进行电源转换输出的装置，其基本原理可合并概括如下：将该脉动直流电VDC两端电压分别与若干个设定电压值(如Vset1、Vset2)实时比较，在VDC电压处于上升阶段且高于储能电容器04两端电压时，开关06导通并对储能电容器04进行充电储能，充电中止后开关06关断；在VDC电压上升到高于某个设定电压值(如Vset2)时，开关05导通，该功率传递单元08直接从VDC两端获取供电电压；在VDC电压下降到低于某个设定电压值(如Vset1)时，开关07导通，使该功率传递单元08能从储能电容器04两端获取供电电压；当VDC电压重新开始上升后，开始新一轮循环，重复以上过程，如此随VDC的周期交替而不断循环，得到持续电力并输入到功率传递单元08；开关05、开关06和开关07的导通和关断，受控于切换控制电路91依据脉动监测电路92提供的各时刻相关信号生成的切换控制信号。
以上实施例中，在控制信号的动态调节下，只要对开关元件的控制端进行电压或电流的控制，开关05、开关06、开关07就可以进入导通、关断两种状态；在导通时，又有完全导通(电阻近0欧)、线性导通、高频开关切换等模式，具备不同的导电能力。其中“完全导通”在本说明书的各个实施例中，主要对应“简单替换”实施方式；“线性导通”用于线性模式的电源转换装置；而“高频开关切换”常见于现有技术的高频开关电源，在“完全导通”、“完全关断”两者之间高频交替，产生时间宽度可变的脉冲式(如PWM)的电压和/或电流，用于开关模式的电源转换装置，具有更佳的性能。以下还将有具体说明。
与现有技术一样，上述开关元件可采用各种类型的功率元器件，包括但不限于：双极型晶体管(BJT，如NPN或PNP)、场效应晶体管(MOS-FET或J-FET，N或P型)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等等，差别只是控制方式略有差异。显然，凡能在控制信号的作用下调节电流导通能力的各种电子元器件，即便如光电隔离型的开关、固态继电器等等，本质上都具备电子开关的功能特性和效果，也都适用于本发明的各个实施例。
应注意的是，脉动直流电VDC给储能电容器04单向充电，目的在于将VDC的最高电压保存在该电容两端备用，在VDC下降时电流不得流回VDC。因此，开关06虽可使用上述的各类功率器件，但多数情况下可具体简化为二极管，因二极管具有天然的单向导电性，在此无需控制信号的调节，可简化切换控制过程，降低成本，故在各实施例中成为优选，如各附图中的二极管06A那样。但在少数特殊情况下，例如VDC平均电压相对较低、切换电流大和转换器的输出功率较大的应用场合，使用具有较高性能的开关功率器件仍有重要意义，可降低开关06的导通电压和功率损耗，如采用低导通电阻的MOS-FET就能达到降低正向压降的效果，从而提高转换效率，在图11对应的实施例中将做介绍。
本说明书中，为简化说明，开关05和开关07优选两种形式用于实施例中：NPN型BJT晶体管05A和07A、N型MOS-FET晶体管05B和07B。以上两种形式的晶体管都是适合本发明的较佳的优选种类，都被用于在文中结合各个实施例及其附图进行阐述。
为了进一步阐述本发明的具体实施方式，下面结合具体的开关元件，对图2所示的实施例做深入详细的说明。
请参考图3中的又一实施例，它对应了图2中Va为正极，Vb为负极的情形，为此图2中的Va和Vb分别标记为V+和V-。这里，开关05具体采用了NPN晶体管05A，开关06具体采用了二极管06A、开关07具体采用了NPN晶体管07A。根据本发明揭示的上述原理，由脉动监测电路92中的电压比较器将脉动直流电VDC电压与上述的某个设定电压值比较(通常按比例分压后再与基准电压Vref比较)，得到一个逻辑电平信号(暂记为CMP)；当VDC高于设定电压时，CMP为高电平，使切换控制电路91中的切换电路将有效的使能信号连接到开关05A使其导通，而开关07A因未得到有效的使能信号而关断。当VDC低于设定电压时，CMP为低电平，使切换控制电路91中的切换电路将有效的使能信号连接到开关07A使其导通，而开关05A因未得到有效的使能信号而关断。于是在VDC较高(高于设定电压)时，功率传递单元08的输入两端经开关05A从VDC两端获取电压；而VDC较低时，功率传递单元08的输入两端经开关07A从储能电容04两端获取电压。需注意的是，图3中的控制电路32A只是一种简化的实施方案，仅供具体实施时参考，结合具体应用场景可得到更多优化改进的实施例。
与此实施例相对应的各电压或电流的波形，如图4中所示。图中的VDC是由交流电VAC并经全波整流得到的脉动直流电电压波形；根据上述设定电压Vset1和设定电压Vset2，由脉动监测电路92实时监测VDC电压变化情况，分别与Vset1和Vset2比较大小，得到相关控制信号分别为如图4中X1和X2所示，作为开关05A、开关07A的控制信号，经切换控制电路91驱动控制其开关状态，最终在功率传递单元08的A、B两端之间得到的电压波形如图中KVAB所示，储能电容04两端的电压如图中VCAP所示。从图中可以看到，当电路从晶体管05A导通转为晶体管07A导通时(时刻T1，此刻VDC＝Vset1)，A、B两端的电压转而从电容器04两端获得，此后VCAP和KVAB随时间同步下降；经过一段时间，VDC的电压已上升到一定幅度(时刻T2，此刻VDC＝Vset2)，晶体管07A关断，晶体管05A导通，进入下一个轮回。
应注意到，以上波形的描述，对应于将此实施例用于一种情形中(为简化说明，称作“简单替换”实施方式)，即：将现有技术中的平滑滤波电容器02直接替换为如图2中以下功能部件组成的电路和装置：开关05、开关06、开关07、电容04、脉动监测电路92和切换控制电路91。显然，“简单替换”方式易于理解，便于在现有采用平滑滤波电容的各类型电源转换器上替换实施，效果上是在功率传递单元08的A、B两端之间得到如图4中KVAB所示波形的电压，该电压源构成一种波动幅度较小的直流电，也可以直接作为直流电源输出。这种实施方式的优点是简单易行，缺点是元件数量较多，成本较高，性能并非最佳。为此，在随后篇幅中不再作为重点进行详细说明。
下面结合几个实施例，分别以线性模式电源转换装置和开关模式电源转换装置为例，说明“简单替换”实施方式与“合并整合”实施方式的特点与差异。
如果该转换装置是线性转换电源，请参考图5的又一实施例。这是一种基于图3所示实施例的进一步细化的、非隔离的方案，构成线性电源转换器。图中功率传递单元08D是一种用于串联线性直流电源的常见结构，其中的电感器08D1(非必需)和电容器08D3构成LC滤波器，用来抑制输入端(A、B端之间)的干扰和电压突变，晶体管08D4是调整晶体管，通过控制基极电流来控制流过的电流。与现有技术一样，当功率传递单元08D的反馈控制电路08D5将OUT输出端的电压作为反馈输入并与其内部的参考电压比较、构成负反馈环路时，就成为直流稳压电源；当该反馈控制电路08D5将输出端的负载电流作为反馈输入并与内部的参考电流源比较、构成负反馈控制时，就成为直流恒流电源。图中，脉动直流电VDC的正端为V+，负端为V-；使用的开关分别为NPN型晶体管05A和NPN型晶体管07A；根据设定电压Vset1和设定电压Vset2，由脉动监测电路92给出的信号分别如图4中X1和X2所示，经切换控制电路91的作用，经驱动得到的信号CX1和CX2仍与图4中X1和X2相同，分别控制开关05、开关07的开关状态，最终在功率传递单元08D的A、B两端之间得到的电压波形如图中KVAB所示，储能电容04两端的电压如图中VCAP所示。当电路从晶体管05A导通转为晶体管07A导通时，功率传递单元08D的A、B两端的电压从电容器04两端获得，此时因向负载供电的原因，KVAB、VCAP随时间逐渐下降，当下降到一定程度时，晶体管07A关断，晶体管05A导通，进入下一个轮回。此过程也即上面所述“简单替换”的实施例。
需要注意，“功率传递单元”本质上是一种具有一定电路功能的输出单元。此时在其输入的A、B两端获得了波形如图4中KVAB所示的直流电，在上述电路的作用下，其波动电压范围大幅减小，所以不仅可用于稳定输出电源，还可广泛应用在其他的许多场合。作为一个实施例，通过上述电路的作用得到的波动电压范围较小的该直流电，连接到一个具有某种电路形式的输出单元08。因此，上述功率传递单元08仅为该输出单元08的一个子集，该输出单元08还可以有其他各种不同的电路形式，从而构成更多实施例。
另一个重要实施例在于另一种情形中(暂称“合并整合”实施方式)。如前已述，如图2的实施例表明，在替换原平滑滤波电容器02时，开关05、开关07还可兼具功率传递单元08中的同等部件(如图1A的开关08H4)的作用；反馈控制电路93则承担功率传递单元08中的同等部件(如图1A的反馈控制电路08H5)的作用，从而通过合并与整合开关元件，精简功率传递单元08的结构，减少部件数量和成本，简化转换装置并提高性能。
这样，针对如图5的电路还有另一实施例。此时图5中虚圆标示的调整晶体管08D4(作用同图1C的晶体管16)被舍去，其功能由晶体管05A和晶体管07A来兼负；而虚框标示的反馈控制电路08D5(作用同图1C的反馈控制电路27)也被舍去，其功能被整合到控制电路中的反馈控制电路93中。根据设定电压Vset1和设定电压Vset2，由脉动监测电路92给出与VDC波动相关的控制信号(记为X1和X2，如图4中所示)，并输出给切换控制电路91；反馈控制电路93则将该功率传递单元08D的OUT端输出的电压(或电流，下同)反馈到其内部电路，与电压目标值进行比较，构成负反馈环路，通过负反馈控制机制，产生模拟的反馈控制信号(记为AX)，并输出给切换控制电路91；切换控制电路91对上述反馈控制信号和相关时序信号进行信号切换为模拟信号CX1、CX2，控制晶体管开关05A和开关07A交替工作，将稳定的直流电压输出到OUT端口。通过以上动态调整，使最终的输出电压稳定在目标值上。同理，此实施例也可构成恒定功率的输出电源。
不难理解，当负载端的输出电压(或输出电流)变化时，晶体管05A和晶体管07A所需的基极控制电流也跟着变化，因此其控制信号CX1、CX2不再是方波，而是如图4中所示，是幅度随负载变化而有所波动的曲线，表明其基极电流处于线性调整的状态，但是其切换所处的时间位置仍与信号X1与X2保持同步。与前面实施例不同的是，晶体管05A和07A除了完全关闭的状态以外，其导通时并非处于完全导通的模式，而是在线性导通的模式，也即线性控制模式。显然，在此实施例中，晶体管05A和07A交替工作，与前面的实施例非常相似，但结构大大简化，极易集成到一个低成本的电路中，或构成集成芯片。
通过对此实施例的阐述，揭示了本发明的两类实施情形，简单总结如下：
第一类实施情形：保留现有技术方案中的功率传递单元08内的开关(如图5晶体管08D4)及其反馈控制电路(如图5的08D5)；此时开关05、开关07处于较为简单的控制之下，只需随着脉动直流电的周期对它们作相应的切换即可，其控制信号与图4中的X1、X2一致，并在功率传递单元08输入的A、B两端得到图4中KVAB所对应波形的电压，由功率传递单元08提供所需的电源。此即上面所述的“简单替换”方式，适用于各种类型的转换器中，用本发明的电路和装置直接替代原有的平滑滤波电容器02。
第二类实施情形：舍去原有线性模式转换器方案中位于功率传递单元08内的开关(如图5的晶体管08D4)，将其功能合并到实施例的开关05和开关07；舍去原有的反馈控制电路(如图5的08D5)，将其功能整合到反馈控制电路93中，从而简化电路，降低成本，便于工艺和电路的集成，提高性能，体现出明显的优越性。此实施情形中，控制信号CX1、CX2兼有切换和线性驱动的作用，在图4中已清楚直观地体现出来，将有助于对本发明揭示的电路及其装置的核心要点的理解。
对于采用开关模式的转换装置，可参考图6的又一实施例。这也是一种基于图3实施例的进一步细化的方案，构成高频开关模式的、隔离的电源转换器。图6中功率传递单元08A是用于开关模式电源的常见结构，采用的是反激式的拓扑结构，其中的隔离变压器08A1在开关晶体管导通期间储存能量，在开关晶体管关断期间，该能量由二极管08A2和电容器08A3输出到负载端。如图所示，功率传递单元08A和图1A中功率传递单元08H非常类似，所不同的是，这里已舍去了原有的开关08H4，将其功能融合到了晶体管05A和晶体管07A中；反馈控制电路08H5也被舍去，将其功能融合到了反馈控制电路93中。同样，根据现有的公知技术，当反馈控制电路93将OUT输出端的电压作为反馈输入并与其内部参考电压比较、构成负反馈环路时，就成为直流稳压电源；当该反馈控制电路93将OUT输出端的负载电流作为反馈输入并与内部参考电流比较、构成负反馈环路时，就成为直流恒流电源。图中，脉动直流电VDC的正端为V+，负端为V-；使用的NPN型晶体管为05A和07A，分别由控制信号SX1和SX2控制其基极电流；根据设定电压Vset1和Vset2，由脉动监测电路92给出的相关信号分别如图4中的X1、X2所示；经切换控制电路91转换并驱动为信号SX1、SX2如图4中所示，分别控制晶体管05A、晶体管07A的开关状态，最终在功率传递单元08A的A、B两端之间得到的电压波形如图4中的SVAB所示，是一种脉冲电压。当电路从晶体管05A导通切换为晶体管07A导通后，功率传递单元08A的A、B两端的电压从电容器04两端获得，并且SVAB随时间不断下降，当下降到一定程度时，晶体管07A关断，晶体管05A导通，进入下一个轮回。通过以上控制机制，使本实施例构成开关模式的稳定输出电源。
现有技术已揭示，此反激式的开关模式直流电源的拓扑结构与正激式的结构非常接近，只需对图中变压器端子的连接稍作改变，并采用正激反馈控制机制，即可将图6的实施例变成正激式开关电源，从而成为本发明的又一实施例，在此不再展开。
以上实施例揭示了本发明的第三类实施情形，简单总结如下：
第三类实施情形：舍去原有开关模式转换器方案中的功率传递单元08内的开关(如图1A的晶体管08H4)，将其合并到本发明实施例的开关05、开关07中；舍去原有的反馈控制电路(如图1A的08H5)，将其整合到反馈控制电路93中，从而简化电路，降低成本。此实施情形表明，在图4中也已清楚直观地体现出来：控制信号SX1、SX2实质上是由反馈控制信号PX与相关控制信号X1、X2合并得到。显然，揭示这样的相互关系将有助于对本发明揭示的电路及其装置的核心要点的理解。
由此实施例可以发现，在脉动直流电的脉动周期中的大部分时间内，转换电路所需的电能是由脉动直流电直接提供的，而储能电容器04仅需在较短的时间内提供能量，因此它所需要的最小电容量与原先的平滑滤波电容器02相比大大地减小了，也即不再需要很大的电容量即可满足系统要求。由此，现有技术中的上述各种技术问题得到大幅改善。
显然，以上储能电容器04的电容量具有一个最小值，根据脉动直流电的峰值电压和周期以及电源转换电路的最大输出功率不难进行定量计算，在此不做展开。
该最小电容量的物理意义在于：在给定参数下，并在最差的情况下，只要该电容器的电容量不小于此最小值，在功率传递单元08就能按照设定的要求，给出连续不断的稳定输出电源。
结合现有技术所揭示的知识，只需将功率传递单元08配以不同的电路形式，利用本发明所提供的电路结构和实施例中的装置，通过不同的组合，就可构成各种类型的电源转换电路的实施例，包括线性或开关模式的转换器、稳压输出或恒流输出的转换器、交流输出或直流输出的转换器、升压或降压的转换器、隔离的或非隔离的转换器，等等。
为了进一步具体说明，请再参考图7揭示的又一实施例。这也是一种基于图3实施例，但相比图6实施例更为细化的隔离式方案，通过“合并整合”的实施法，构成了一种反激式的开关模式交流-直流转换装置，体现了本发明的核心要点。
在图7中，交流电经过整流电路01整流得到脉动直流电VDC；晶体管开关05B和开关07B都是N型的MOS-FET晶体管，它们的导通与关断分别受脉冲控制信号SX1和SX2控制；图中含一个微小容量的EMI滤波电容器031；脉动监测电路92用于监测VDC两端的电压波动，通过与设定电压Vset1和Vset2比较，生成相关信号(记为X1、X2)，将它输出给切换控制电路91；反馈控制电路93将该功率传递单元08A输出端OUT端输出的电压(或电流或功率，下同)反馈到内部电路，与其目标值进行比较，构成负反馈环路，运用负反馈控制机制，产生脉冲形式的反馈控制信号(记为PX)，输出给切换控制电路91；切换控制电路91对反馈控制信号和相关时序信号进行合并，并驱动为SX1、SX2信号，控制晶体管开关05B和开关07B使之随脉动周期交替工作，在功率传递单元08A输入端形成如图4中SVAB波形的电压，最后将电压输出到OUT端口，通过以上动态调整，使最终的输出电压稳定在目标值上。此同为上述的第三类实施情形。
如同前面实施例中的所述，此实施例同样可成为各种稳定输出电源。参考以上的实施方式，结合现有的各种电源转换技术，就可将本发明的电路和装置组合应用于现有各种电源转换器的改造之中，并通过相互组合又成为一个个不同的实施例，将脉动直流电转换成稳定输出电源，达到本发明的目的。下面再通过其他实施例，作进一步说明。
请参考图8揭示的又一实施例。这也是一种基于图3实施例、较细化的非隔离的方案，也是通过“合并整合”方式构成一种开关模式的转换装置，同样体现了本发明的结构特点。图中功率传递单元08B是一种广泛用于开关电源转换器的电路结构，用于降压型的BUCK拓扑结构。其中的电感器08B2作为储能装置，在开关晶体管导通期间储存能量，在开关晶体管关断期间，通过二极管08B1的续流作用，将储存的能量持续地输出到负载端，电容器08B3起高频滤波作用。在某些情况下，二极管08B1也可用一个开关(如N型MOS-FET)代替，构成熟知的同步整流电路，在此不作展开。
在图8中，和上一实施例相似，根据设定电压值Vset1和Vset2，由脉动监测电路92用于监测脉动直流电VDC的电压波动，将相关信号输出给切换控制电路91；反馈控制电路93运用负反馈控制机制，将反馈控制信号输出给切换控制电路91；切换控制电路91将相关时序信号和反馈控制信号合并为控制信号SX1、SX2，分别控制两个开关的开关状态，使它们各自随该脉动直流电的波动周期进入关断或高频开关切换模式，最终使该功率传递单元08B给出稳定输出电源。这里，开关05A和开关07A的基极控制信号也如图4中的SX1、SX2所示，功率传递单元08B的A、B两端电压的波形也如图4中的SVAB所示。同样地，这个实施例的转换装置可构成各种稳定输出电源。
由此看出，具体到实施细节，各种转换装置在控制方式上非常相似。其中，将输出电压作为其反馈控制对象，构成稳压电源的实施例；将输出电流作为反馈控制的对象时，构成恒流电源的实施例。在以下实施例中也是如此，故不再详述。
在图9的一个实施例中，除了具体设置了一个电感电流的检测部件08C4，功率传递单元08C的其余部分与图8所示的功率传递单元08B的部件相当。众所周知的是，电流的检测方式有各种具体的形式，其中比较常用、也是成本低廉的方式是利用固定电阻取样，根据欧姆定律的原理，将电流检测转变为电压检测，根据上面已描述的原理和电路结构，此装置可以构成直流恒流电源。
带有更多具体细节的开关模式、非隔离的直流恒流电源装置，在于图10所示的一个实施例中。该装置可用作半导体照明器材的恒流电源，可避免使用高温性能不佳的电解电容器，从而改善恒流电源乃至照明设备的使用寿命，提高功率因素、能量转换效率等电气性能，并减小体积和重量，有利于节能、资源和环境的保护。在图10中，功率传递单元08G与上面图9所示的实施例中的08C一致，只是所用电流检测装置具体化为电阻08G4；其他部件有了更多的具体的实现细节：将脉动监测电路92、切换控制电路91和反馈控制电路93合在一起，形成控制器32B，它作为整个转换装置信号处理和控制的核心部件，可制作成一种独立的电路组装结构形式，成为一个功能电路模块或集成电路。
该控制器32B执行的功能简述如下：通过VL输入端，脉动监测电路92监测脉动直流电VDC的电压波动情况并输出脉动相关信号，参考图4中的X1和X2信号波形和前面实施例的详述；晶体管05B和晶体管07B随该脉动相关信号相互交替工作，并在切换控制电路91作用下，导通时作高频开关切换；其中，将电流检测电阻08G4获得的电感电流(转为检测电压)送到控制器32B的iDET引脚，并与反馈控制电路93内的参考电流(转为检测电压的目标值)进行比较：当电感电流小于参考电流时，晶体管(05B或07B)导通，此时电感器08G2中的电流快速上升；当该电感电流大于参考电流时，晶体管(05B或07B)关断，此时电感器08G2中的电流由二极管08G1续流但逐渐下降……由此使晶体管(05B或07B)工作在高频开关切换的导通模式与关断状态之间。其中的电感电流，即为前面实施例所述的反馈电流；开关的频率随着脉动直流电VDC和电容04两端的电压波动而变化，在功率传递单元08G两端形成的电压如图4中的SVAB所示；开关转换器的工作原理，与现有技术基本相同。最终，通过以上控制过程，电感器08G2和发光二极管(LED部件)20A1中的电流被稳定在目标电流值附近，符合直流恒流输出的特点。应当意识到，以上控制过程还涉及更具体的技术细节和实现方式，可以具有灵活多样的形式，如电压控制模式、电流控制模式、迟滞控制模式等，都属已知技术，均适用于本实施例中。
请继续参考图10的装置。图中控制器32B以功率传递单元08G的A端作为参考电位(虚地VG或称“浮动地”)，当开关晶体管05B(或07B)导通时，功率传递单元08G的A端处于较高的电位；当开关晶体管05B(或07B)关断时，功率传递单元08G的A端的电位与B端的电位近似相等，因此此时是易于监测脉动直流电VDC电压的较佳时间，通过分压电阻可以直接监测到此时VDC的瞬时电压，将其与某设定电压Vset1和Vset2比较，可给出与脉动电压相关的信号；同时由于电容器08G3两端上存在一个约几到几十伏的电压，经电阻20A5和二极管20A4的电流将对电容器20A3进行充电，在控制器32B的VDD端和虚地VG之间形成电源电压，正好成为控制器32B正常工作所需的电源；在恒流电源开始工作之前，控制器32B所需的电源电压由VDC经限流元件20A2对电容器20A3充电得到；限流元件20A2是阻值足够大的普通电阻器，或是半导体元件等具有限流功能的装置。最终，流经电感器08G2的电流基本上都流入了负载端的发光二极管模组20A1中，而依据上述的恒流控制过程，输出电流稳定在目标电流附近一个很小区间内。
作为又一实施例，上述控制器32B连同晶体管05B和晶体管07B一起，制作成一种电路组装结构形式，如功能电路模块或集成电路，以获得更高的集成度；作为另一实施例，再进一步将图10中其他周边部件也纳入该电路组装结构形式，取得更佳的效果。
不仅如此，应意识到本发明揭示的电路和装置还有其他更多的实施例。参考图11所示的又一实施例。在图中，本发明的电路和装置被用于一个半桥型的开关电源电路，使之也能舍去大容量的平滑滤波电容，实现本发明的目的。由于这也是一种公知的成熟技术，在此仅作简单的阐述：功率传递单元08E的A端分别与高端晶体管05B、晶体管07B和低端晶体管08E1连接；高端晶体管(05B、07B交替)和低端晶体管高频交替导通和截止，在A端形成如图2中SVAB波形的脉冲电压，将电流输入到脉冲变压器08E2和电容器08E3组成的串联回路中，最终经变流部件08E4在OUT输出端得到所需的电压或电流；其中，在脉动监测电路92作用下，高端晶体管05B和晶体管07B随脉动周期交替工作；控制过程和工作原理与前面所述实施例相同；低端晶体管08E1由反馈控制电路93驱动，其控制原理和方式与现有技术保持一致，容易得出细节，故不再细述。另外，作为又一实施例，在此图中，给储能电容04充电路径是经由开关06C进行的，可以看到，该开关06C是一种P型MOS-FET晶体管，在大电流或低压应用时，可以将导通压降控制在0.7V以下，从而提高转换效率。工作过程如下：脉动监测电路92中的一个电压比较器用于对开关06C两端的电位(V+点与Vc点)进行比较；如V+点的电位较高，则比较器输出高电平并控制晶体管28完全导通模式(电阻近0欧)，使Vg点电位拉低，开关06C导通，将VDC的电压引入储能电容04进行充电；如V+点的电位较低，则比较器输出低电平，晶体管28关断，Vg与Vc电位相同，使开关06C关断，此时的充电过程暂时中止。应注意到，开关06C只工作在完全导通或关断状态。
更进一步地，图12中也揭示了本发明的一个实施例，配合现有技术，用于全桥型的开关电源拓扑的改进中。相比半桥型结构，其开关元件的数量增加一倍。在图中，反馈控制电路93产生两个控制信号并驱动低端晶体管08F1和08F3，这与现有技术方案相同；其余四个晶体管受切换控制电路91输出的四个信号控制(为具直观性，图中未连接)；图中功率传递单元08F具有三个输入端子，原来的A端被拆解成A1和A2两个端子，原来的B端保持不变；输出部分与半桥型结构的相仿，由脉冲变压器08F2和变流部件08F4组成，执行相同功能；当端子A1的电压被驱动到高电位时，端子A2的电压被驱动到低电位，反之亦然。A组开关晶体管(模组57A、晶体管08F1)的工作模式与控制方式，与半桥时相仿；B组开关晶体管(模组57B、晶体管08F3)的工作模式与控制方式，与A组相同，仅在相位上相反；模组57A由两个晶体管组成，分别等同前面实施例的开关05、开关07，其工作模式、控制方式、所起作用与前面实施例一致；模组57B同样如此。参考已有技术和前面各个实施例介绍的方式，容易得出具体实施方式的更多细节。
在图13中还揭示了又一实施例，将本发明应用在推挽型的开关电源电路中。该类拓扑结构也属公知成熟技术，本质上也采用相同的开关模式电源技术。其中，功率传递单元08的输入的A、B两端电压波形与图4中的KVAB一致，开关08K1和开关08K2的驱动信号与现有技术保持一致。参考已有成熟技术和前面各个实施例介绍的方式，容易得到具体实施方式的更多细节。
如前所述，在图2所示的实施例中，除Va为正极、Vb为负极的情形外，还有另一类实施例，即当Vb正极、Va为负极的情形，如图14中的实施例所示，V+为脉动直流电的正极，V-则为负极。应意识到，根据此类情形，按照上述类似的原理，也可以具体化为形式不同的一系列实施例，如同前面介绍的各个实施例一样。因此，这也是要揭示的重要方面。所不同的是，图中的功率传递单元08的输入的A、B正负两端互相交换了位置。除此之外，与前面各个实施例的连接和控制原理相仿，且因与如图2所示实施例的拓扑结构相同，两者有着天然的相似性。下面就此简单说明。
在图14中，开关05、开关06、开关07与图3中采用相同的元件，分别为NPN晶体管05A、二极管06A、NPN晶体管07A，但它们的电流方向全都改变了：都从功率传递单元08的B端流向V-的那一端。尽管如此，采用的控制原理、控制信号的波形和形成电压的波形都是与上述实施例说描述的情况是相同或雷同的。
进一步的、较具体的电路装置，可通过图15的实施例进行说明。功率传递单元08A与上述开关元件等一起，构成一个反激式开关电源。其工作原理与图6的实施例是等同的，在此不再重复。而在图14和图15的实施例中，因采用NPN晶体管05A、07A，该两个晶体管的发射极不在同一电位点上，导致其驱动控制不如前面各个实施例那样便利，因它们没有简易的、可作为两晶体管公共参考的发射极的低电位点。同样，如果这两个开关改用N型MOS-FET，也会面临相同情况。参考已有技术的驱动控制方式，如采用脉冲隔离变压器或光电隔离驱动器等，可解决以上驱动问题，但实施成本和复杂度稍高。
但是，如果开关05A、开关07A改用PNP型晶体管或P型MOS-FET晶体管，情况就更佳，参考图16所示。此时因功率传递单元08(图16中08H)的B端与两个PNP晶体管开关05C、开关07C的发射极可用作控制电路共用的电位参考点，更便于控制电路对两个PNP晶体管的驱动，通过通用的负电源技术和负电流驱动方式，可简化设计，体现出与前面实施例等同的结构特点，有助于提高集成度，降低实施成本和转换装置复杂度。
在图16的实施例中，也如前面所述，如果保留功率传递单元08H中的开关元件08H4及其反馈控制电路08H5，也能成为“简单替换”实施法的实施例；如果舍去开关元件08H4及其反馈控制电路08H5，将其功能合并整合到开关05C、开关07C、控制电路中，就成为采用“合并整合”方式的实施例。参考前面的说明，可得出相应的细节，在此不再重复。
可以看到，相比图14～16所示的实施例，前面所述的各个实施例使用的电路结构因如图2电路中的脉动直流电VDC的Va为正、Vb为负且便于采用导电性能较佳的N型晶体管开关(如NPN或N型MOS-FET等)而具有拓扑结构较为简单、更易于实现、电性能较佳等优势，可作为本发明的成本效益较佳的实施例。
通过以上各个实施例的具体阐述，已经说明，本发明揭示的电路和装置可以应用在很多场合，只要这些场合需要由脉动直流电供电并进行电源转换输出，特别是转换为稳定输出电源。通过将本发明揭示的电路和装置应用到这些场合中，对其中的大容量的平滑滤波电容采用“简单替换”或“合并整合”的实施方式进行替换，按照以上实施例中的详细说明实施本发明，就可降低浪涌电流、缩小体积、增加可靠性、改善功率转换效率、延长使用寿命、扩大温度适用范围等等，达到本发明的目的。当脉动直流电来源于交流电，因每个周期内电流导电的时间增加了，所以功率因素也提高了。上述应用场合包括但不限于：1)各种拓扑结构的稳定输出电源，如直流稳压电源、直流恒流电源、交流稳压电源、交流恒流电源、恒定功率电源等；2)正弦交流电经全波整流或半波整流得到的脉动直流电；其他各种具有周期性波形(如三角波、梯形波、方波、不规则波形)特点的脉动直流电作为输入电源；3)经EMI滤波的脉动直流电；4)各种不同类型、不同形式的功率传递单元，如线性模式或开关模式的转换器、升压或降压的转换器、隔离的或非隔离的转换器等；5)全桥型、半桥型、推挽型、单端正激、单端反激的开关模式转换器等；6)以上装置中具有开关特性的元件，包括NPN晶体管、N型MOS-FET，PNP晶体管、P型MOS-FET，以及各类同等效果的电子开关功率元器件，等等；7)以上装置中的电子开关元件的驱动装置，包括直接驱动、变压器隔离驱动、光电隔离驱动，等等，都可以相互组合，成为本发明不同的实施例。
通过以上各个实施例的具体阐述，说明了本发明揭示的装置的要点就是：用几个部件，即图2中所示的开关05、开关06、开关07、电容04、控制电路32，替换原有技术所采用的大容量平滑滤波电容02，应用于原有的各种电源转换装置中。其中：1)通过采用“简单替换”实施法，对该大容量平滑滤波电容作简单替换，就可简单方便地实现与原有技术方案同等的功能；2)通过采用“合并整合”实施法，舍去功率传递单元08中的原有开关元件并将其功能合并到开关05和开关07中，再将原有的反馈控制功能整合到控制电路32中，获得更佳的效果。以上替换改造，无论实施于线性电源还是开关电源，都可实现本发明的目的。
为取得更好的具体实施效果，作为一个实施例，脉动监测电路92、切换控制电路91及其部分附属部件，被整合在一个控制电路32中(如图2)，作为信号处理以及控制开关05、开关06、开关07开关状态的核心部件，以某种独立的电路组装结构形式，如功能电路板、电路模块、厚膜电路或半导体集成电路等，与转换装置中的其他部件相配合，将该脉动直流电转换成所述稳定输出电源。例如，利用半导体工艺和技术将该控制电路32制作成集成电路，将大大简化电路、缩小体积、降低成本、提高性能，从而取得良好的实施效果和经济效益。
作为又一实施例，反馈控制电路93也被整合在上述的控制电路32中，并构成一种独立的电路组装结构形式，以提高这种电路组装结构形式的集成度。
作为又一实施例，在以上电路组装结构形式中，还包含开关05、开关06、开关07、电容04和其它周边部件(如驱动电路等)中的一部分或其中大部分，从而进一步提高该组装结构的集成度。以图3为例，若将开关05、开关07与控制电路32A整合在一起，构成一种集成电路芯片，将会有良好的实施效果。当然，还有其他类似这样的其他灵活丰富的组合，也构成本发明的实施例。作为又一实施例，该电路组装结构形式中，还包含了开关05、开关06、开关07、储能电容器04和其它周边部件等全部部件，从而成为一个具有更高集成度的装置。
作为又一实施例，可以在本发明揭示的装置中加入某些元器件，用来优化具体产品的设计。例如，在图2所示的电路中，将一二极管紧密串联在开关05(和/或开关07，下同)之前，在某些情况下(如高压应用时，或为提高效率等)可增强开关05关断时对反向电压或电流阻隔能力，改善开关元件的安全工作状况，具体到图9中就是在P点串入一个向右导通的二极管。另外，作为又一实施例，将一电感串联在开关06和脉动直流电之间，可起到抑制EMI和/或增加电容04储存电能的作用，具体到图9中可在Q点串入一电感。凡此种种，都是基于本发明的具体实施范围。
此外还应意识到，利用本发明揭示的装置得到的波动幅度大幅减小的脉动直流电还可应用于其他各种场合，而非仅仅是稳定输出电源。例如，可以将图2中的功率传递单元08替换成某种负载电路，构成一种用于实现某种功能的装置。该负载电路可以是结构较为复杂的电路，也可以是非常简单的装置，甚至可以是一个电阻。此时，由于含义范围的拓展，上述“功率传递单元08”用“输出单元08”来指代更为恰当，该输出单元08可以是一个连接元件、一个输出端口、一个用电装置、一个功能电路……即“功率传递单元08”只是“输出单元08”的许多种具体形式之一。作为又一实施例，当输出单元08仅仅是一个输出端口时，本发明提供的装置能在不使用平滑滤波大电容的条件下，输出脉动幅度较小的直流电。
需要指出的是，本说明书中的稳定输出电源应该被理解为：具有若干个输出的装置，其输出的电压或电流或功率在一定条件下处于系统额定的允许范围内，并在一定时间(或时间段)内体现相对稳定的特性。参考以上阐述，符合以上含义的各种类型的稳定输出电源都可以成为本发明的实施例，构成各不相同的实施例，限于篇幅无法尽述。
因此，文中所述的仅为本发明的很小一部分实施例而已，仅用来帮助技术人员对本发明的核心要点进行清晰完整的理解，并非用来限定本发明的实施范围。本领域的技术人员也能明白，在具体的实施过程中，各种功能元器件、模块、单元以及部件的表现形式、组合形式、分类与命名方式甚至描述方式往往是因人而异的，而正是由于这些多种多样的变化，使得在文中无法对所有具体实施例的作穷举性表述。
本领域内相关的技术方案形式丰富、变化无穷，具有通常知识的普通技术人员在理解本发明所揭示的核心要点的基础上，完全可以补充更多的实施例，或对以上的实施方案进行不同程度的变形、修改、加工、组合、补充和扩展。此外也应意识到，具体的示例诸如“NPN晶体管”、“电流检测电路”等术语，仅仅是出于解释的目的提供的，并非为了限制其功能、作用、表现形式。凡依据本发明的权利要求范围所述的电路形式、拓扑结构、特征及精神所作的均等变化和修饰，均应包括于本发明的权利要求范围内。