整流器以及使用该整流器的功率转换装置的制作方法

本发明涉及整流器以及使用该整流器的功率转换装置，特别是涉及将交流电压转换成第1～第3直流电压的整流器、以及使用该整流器的功率转换装置。

背景技术：

在日本专利特开2011-78296号公报(专利文献1)中，公开了一种具备4个晶体管和4个二极管并将交流电压转换成高电压、低电压、以及中间电压的整流器。在该整流器中，4个二极管中进行反向恢复动作的2个二极管由宽带隙半导体形成，从而能实现恢复损耗的降低。此外，不进行反向恢复动作的2个二极管由宽带隙半导体以外的半导体形成，从而能实现低成本化。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2011-78296号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

然而，在以往的整流器中，由于4个晶体管是由相同种类的半导体形成的，因此损耗较大、成本较高。

因此，本发明的主要目的是提供一种低损耗且低成本的整流器、以及使用该整流器的功率转换装置。

解决技术问题的技术方案

本发明所涉及的整流器将提供至输入端子的交流电压转换成第1～第3直流电压并分别输出至第1～第3输出端子，其包括：第1晶体管，该第1晶体管的第1电极和第2电极分别连接至第1输出端子和输入端子；第2晶体管，该第2晶体管的第1电极和第2电极分别连接至输入端子和第2输出端子；第1二极管和第2二极管，该第1二极管和第2二极管分别与第1晶体管和第2晶体管反向并联连接；以及第1双向开关，该第1双向开关连接在输入端子和第3输出端子间。第1直流电压比第2直流电压高，第3直流电压是第1直流电压和第2直流电压的中间电压。第1双向开关包含第3晶体管和第4晶体管以及第3二极管和第4二极管。第1二极管、第2二极管、第3晶体管、以及第4晶体管分别由宽带隙半导体形成。第3二极管、第4二极管、第1晶体管、以及第2晶体管分别由宽带隙半导体以外的半导体形成。

发明效果

本发明所涉及的整流器中，进行反向恢复动作的第1二极管和第2二极管以及对电流进行开关的第3晶体管和第4晶体管由宽带隙半导体形成，因此能力图降低开关损耗和恢复损耗。此外，不进行反向恢复动作的第3二极管和第4二极管以及不对电流进行开关的第1晶体管和第2晶体管由宽带隙半导体以外的半导体形成，因此能实现低成本化。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1所涉及的整流器的结构的电路框图。

图2是示出对图1所示出的4个晶体管进行控制的4个PWM信号的波形的时序图。

图3是用于对流过图1所示出的整流器的电流进行说明的电路图。

图4是示出流过图1所示出的整流器的电流的时序图。

图5是用于说明图1所示出的2种晶体管的开关损耗的时序图。

图6是示出图1所示出的整流器所包含的半导体模块的结构的框图。

图7是示出具备了图1所示出的整流器的不间断供电装置的结构的电路框图。

图8是表示实施方式1的变形例的电路框图。

图9是表示实施方式1的另一变形例的电路框图。

图10是表示实施方式1的又一变形例的电路框图。

图11是示出本发明的实施方式2所涉及的整流器的结构的电路框图。

图12是示出本发明的实施方式3所涉及的整流器的结构的电路框图。

图13是示出本发明的实施方式4所涉及的不间断供电装置所包含的逆变器的结构的电路框图。

图14是示出对图13所示出的4个晶体管进行控制的4个PWM信号的波形的时序图。

图15是用于对流过图13所示出的逆变器的电流进行说明的电路图。

图16是示出流过图13所示出的逆变器的电流的时序图。

图17是示出图13所示出的逆变器所包含的半导体模块的结构的框图。

图18是表示实施方式4的变形例的电路框图。

图19是表示实施方式4的另一变形例的电路框图。

图20是表示实施方式4的又一变形例的电路框图。

图21是示出本发明的实施方式5所涉及的逆变器的结构的电路框图。

图22是示出本发明的实施方式6所涉及的逆变器的结构的电路框图。

具体实施方式

[实施方式1]

图1是示出本发明的实施方式1所涉及的整流器的结构的电路框图。在图1中，该整流器包括输入端子T0、输出端子T1～T3、晶体管Q1～Q4、以及二极管D1～D4。

输入端子T0例如从商用交流电源10接收商用频率的交流电压VAC。输出端子T1、T3分别与电池B1的正极和负极连接。输出端子T3、T2分别与电池B2的正极和负极连接。电池B1、B2分别存储直流电。电池B1和B2被充电至相同的直流电压。将输出端子T1、T2、T3的电压分别设为直流电压V1、V2、V3，则V1>V3>V2，V3＝(V1+V2)/2。该整流器将施加在输入端子T0的交流电压VAC转换成直流电压V1～V3并输出至输出端子T1～T3。另外，若将输出端子T3接地，则直流电压V1～V3分别为正电压、负电压和0V。

晶体管Q1、Q2分别是使用作为宽带隙半导体以外的半导体的Si(硅)形成的IGBT(Insulated Gate Bipolor Transistor：绝缘栅型双极晶体管)。晶体管Q1、Q2各自的额定电流为例如300A。

晶体管Q3、Q4分别是使用作为宽带隙半导体的SiC(碳化硅)形成的N沟道型MOS晶体管。晶体管Q3、Q4各自的额定电流为例如500A。

二极管D1、D2分别是使用作为宽带隙半导体的SiC(碳化硅)形成的肖特基势垒二极管。二极管D1、D2各自的额定电流是例如600A，大于晶体管Q1～Q4和二极管D3、D4各自的额定电流。

二极管D3、D4分别是使用宽带隙半导体以外的半导体即Si(硅)形成的。二极管D3、D4各自的额定电流为例如450A。

上述那样使晶体管Q1、Q2的规格与晶体管Q3、Q4的规格不同且二极管D1、D2的规格与二极管D3、D4的规格不同的理由将在下文说明。

晶体管Q1的集电极(第1电极)连接至输出端子T1(第1输出端子)，其发射极(第2电极)连接至输入端子T0。二极管D1的阳极连接至输入端子T0，其阴极连接至输出端子T1。即，二极管D1与晶体管Q1反向并联连接。

晶体管Q2的集电极(第1电极)连接至输入端子T0，其发射极(第2电极)连接至输出端子T2(第2输出端子)。二极管D2的阳极连接至输出端子T2，其阴极连接至输入端子T0。即，二极管D2与晶体管Q2反向并联连接。

晶体管Q3、Q4的漏极(第2电极)彼此连接，晶体管Q3、Q4的源极(第1电极)分别连接至输入端子T0和输出端子T3(第3输出端子)。二极管D3、D4的阴极都与晶体管Q3、Q4的漏极连接，二极管D3、D4的阳极分别连接至输入端子T0和输出端子T3。即，二极管D3、D4分别与晶体管Q3、Q4反向并联连接。晶体管Q3、Q4和二极管D3、D4构成第1双向开关。

接着，对于该整流器的动作进行说明。分别将PWM信号φ1～φ4提供至晶体管Q1～Q4的栅极。图2(a)～(e)是示出PWM信号φ1～φ4的生成方法和波形的图。特别是，图2(a)示出正弦波指令值信号CM、正侧三角波载波信号CA1、以及负侧三角波载波信号CA2的波形，图2(b)～(e)分别示出PWM信号φ1、φ3、φ4、φ2的波形。

在图2(a)～(e)中，正弦波指令值信号CM的频率例如是商用频率。正弦波指令值信号CM的相位例如与商用频率的交流电压VAC的相位相同。载波信号CA1、CA2的周期和相位相同。载波信号CA1、CA2的周期比正弦波指令值信号CM的周期小得多。

对正弦波指令值信号CM的电平与正侧三角波载波信号CA1的电平的高低进行比较。在正弦波指令值信号CM的电平高于正侧三角波载波信号CA1的电平的情况下，PWM信号φ1、φ4分别变为“H”电平和“L”电平。在正弦波指令值信号CM的电平低于正侧三角波载波信号CA1的电平的情况下，PWM信号φ1、φ4分别变为“L”电平和“H”电平。

因而，在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，PWM信号φ1和φ4与载波信号CA1同步地交替变为“H”电平，晶体管Q1和Q4交替地导通。此外，在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间，PWM信号φ1和φ4分别固定在“L”电平和“H”电平，晶体管Q1固定在截止状态，并且晶体管Q4固定在导通状态。

对正弦波指令值信号CM的电平与负侧三角波载波信号CA2的电平的高低进行比较。在正弦波指令值信号CM的电平高于正侧三角波载波信号CA2的电平的情况下，PWM信号φ2、φ3分别变为“L”电平和“H”电平。在正弦波指令值信号CM的电平低于正侧三角波载波信号CA2的电平的情况下，PWM信号φ2、φ3分别变为“H”电平和“L”电平。

因而，在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，PWM信号φ2、φ3分别固定在“L”电平和“H”电平，晶体管Q2固定在截止状态，并且晶体管Q3固定在导通状态。此外，在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间，PWM信号φ2和φ3与载波信号CA2同步地交替变为“H”电平，晶体管Q2和Q3交替地导通。

PWM信号在1个周期内变为“H”电平的时间与PWM信号的1个周期的时间之比称为占空比。PWM信号φ1的占空比在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间内，在正弦波指令值信号CM的正的峰值(90度)附近为最大，越离开峰值其占空比越小，在0度附近及180度附近变为0。PWM信号φ1的占空比在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间内固定为0。PWM信号φ4是PWM信号φ1的互补信号。

PWM信号φ2的占空比在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间内固定为0。PWM信号φ2的占空比在正弦波指令值信号CM的负的峰值(270度)附近为最大，越离开峰值其占空比越小，在180度附近及360度附近变为0。PWM信号φ3是PWM信号φ2的互补信号。

接着，对在整流器进行动作时流过各晶体管Q1～Q4和二极管D1～D4的电流进行说明。如图3所示，将从输出端子T1流过输入端子T0的电流设为I1，将从输入端子T0流过输出端子T2的电流设为I2，将从输出端子T3流过输入端子T0的电流设为I3，将从输入端子T0流过输出端子T3的电流设为I4。

图4(a)～(i)是示出整流器的动作的时序图。特别是，图4(a)示出正弦波指令值信号CM、正侧三角波载波信号CA1、以及负侧三角波载波信号CA2的波形，图4(b)(d)(f)(h)分别示出PWM信号φ1、φ3、φ4、φ2的波形，图4(c)(e)(g)(i)分别示出电流I1、I3、I4、I2的波形。电流I1～I4中的正电流示出流过晶体管Q的电流，负电流示出流过二极管D的电流。此外，还示出了功率因数为1.0的情况，正弦波指令值信号CM与交流电压VAC的相位一致。

在图4(a)～(i)中，在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，PWM信号φ3、φ2分别固定于“H”电平和“L”电平，PWM信号φ1、φ4交替地变为“H”电平。因而，晶体管Q3、Q2分别固定于导通状态和截止状态，晶体管Q1和Q4交替地导通，电流从输入端子T0交替地流过输出端子T1和T3。

在该期间，在晶体管Q4为截止时,与交流电压VAC的电平相对应的电平的电流I1从输入端子T0经由二极管D1流过输出端子T1，在晶体管Q4为导通时，从输入端子T0经由晶体管Q3、Q4到达输出端子T3的路径中有对电流I1进行补充的电平的电流I4流过。

晶体管Q2固定在截止状态，因此电流不流过晶体管Q2，在晶体管Q2中不发生开关损耗。虽然对晶体管Q1进行导通/截止，但由于在二极管D1中有电流流过，在晶体管Q1中没有电流流过，因此在晶体管Q1中不发生开关损耗。晶体管Q3固定在导通状态，因此虽然电流流过晶体管Q3，但在晶体管Q3中不发生开关损耗。因而，在该期间内，二极管D1～D4和晶体管Q1～Q4中，流过二极管D1的电流的有效值达到最大，此外晶体管Q4中的开关损耗达到最大。

每当晶体管Q4从截止状态变为导通状态时，就会对二极管D1施加反向偏置电压，二极管D1进行反向恢复动作。在该期间内，二极管D2、D4中没有电流流过。

在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间内，PWM信号φ4、φ1分别固定在“H”电平和“L”电平，PWM信号φ2、φ3交替地变为“H”电平。因而，晶体管Q4、Q1分别固定在导通状态和截止状态，晶体管Q2和Q3交替地导通，电流交替地从输出端子T2和T3流至输入端子T0。

在该期间内，在晶体管Q3截止时，与交流电压VAC的电平相对应的电平的电流I2从输出端子T2经由二极管D2流至输入端子T0，在晶体管Q3导通时，从输出端子T3经由晶体管Q4、Q3到达输入端子T0的路径中有对电流I2进行补充的电平的电流I3流过。

晶体管Q1固定在截止状态，因此在晶体管Q1中没有电流流过，在晶体管Q1不会发生开关损耗。晶体管Q2进行导通/截止，但在二极管D2中有电流流过，并且在晶体管Q2中没有电流流过，因此在晶体管Q2不会发生开关损耗。晶体管Q4固定在导通状态，因此虽然在晶体管Q4中有电流流过，但在晶体管Q4不发生开关损耗。因而，在该期间内，二极管D1～D4和晶体管Q1～Q4中，流过二极管D2的电流的有效值达到最大，此外晶体管Q3中的开关损耗达到最大。

此外，每当晶体管Q3从截止状态变化为导通状态时，就会对二极管D2施加反向偏置电压，二极管D2进行反向恢复动作。此外，在该期间内，其他的二极管D1、D3中没有电流流过。

综上所述，在二极管D1、D2中有较大的电流流过，二极管D1、D2进行反向恢复动作。在二极管D3、D4中有比二极管D1、D2小的电流流过，二极管D3、D4不进行反向恢复动作。在晶体管Q1、Q2中没有电流流过，在晶体管Q1、Q2中不发生开关损耗。在晶体管Q3、Q4中有电流流过，在晶体管Q3、Q4中发生开关损耗。

因此如上所述，晶体管Q3、Q4使用由作为宽带隙半导体的SiC来形成且额定电流为较大的值(例如500A)的N沟道型MOS晶体管，从而实现开关损耗的降低。此外，晶体管Q1、Q2使用由作为宽带隙半导体以外的半导体的Si来形成且额定电流为较小的值(例如300A)的IGBT，从而实现低成本。

二极管D1、D2使用由作为宽带隙半导体的SiC来形成且额定电流为较大的值(例如600A)的肖特基势垒二极管，从而力图降低在进行反向恢复动作时的恢复损耗。二极管D3、D4使用由作为宽带隙半导体以外的半导体的Si来形成且额定电流为较小的值(例如450A)的二极管，从而实现低成本化。

图5(a)是示出使用Si来形成的N沟道型MOS晶体管(称为Si晶体管)的开关动作的时序图，图5(b)是示出使用SiC来形成的N沟道型MOS晶体管(称为SiC晶体管)的开关动作的时序图。

在图5(a)(b)中，在初始状态下，栅极信号(未图示)变为“H”电平，晶体管导通，在晶体管中有固定的电流I流过，漏极-源极间电压Vds为0V。若在某时刻使栅极信号从“H”电平下降到“L”电平，以使得晶体管截止，则电流I减小，电压Vds增大。

根据图5(a)(b)可知，Si晶体管中电流I从开始下降到变为0A为止的时间Ta比SiC晶体管中电流I从开始下降到变为0A为止的时间Tb要长。在Si晶体管中，电流I迅速下降到某值，但从该值到0A为止的时间较长。从某值到变为0A为止的期间内流过的电流被称为拖尾电流。

与此相对，在SiC晶体管中，电流I迅速下降，产生若干的过冲。晶体管的开关损耗是电流I与电压Vds的乘积，与图中的画有斜线的部分的面积对应。因而，SiC晶体管的开关损耗比Si晶体管的开关损耗要小。

图6是示出图1所示出的整流器的外观的图。图6中，整流器包括1个半导体模块M1。在半导体模块M1的内部，设置有晶体管Q1～Q4和二极管D1～D4。在半导体模块M1的外部，设置有输入端子T0和输出端子T1～T3。并且，在半导体模块M1的外部，设置有用于将PWM信号φ1～φ4提供至晶体管Q1～Q4的栅极的4个信号端子，但为了简化附图，省略4个信号端子的图示。

图7是示出具备了图1所示出的整流器的不间断供电装置的结构的电路框图。在图7中，不间断供电装置包括输入滤波器1、整流器2、直流正母线L1、直流负母线L2、直流中性点母线L3、电容器C1、C2、逆变器3、输出滤波器4以及控制装置5。

输入滤波器1是低通滤波器，使来自商用交流电源10的商用频率的交流电通过整流器2的输入端子T0，并防止由整流器2产生的载波频率的信号通过商用交流电源10一侧。

直流正母线L1、直流负母线L2以及直流中性点母线L3的一端分别与整流器2的输出端子T1、T2、T3相连，它们的另一端分别与逆变器3的3个输入端子相连。电容器C1连接于母线L1、L3之间，电容器C2连接于母线L3、L2之间。母线L1、L3分别与电池B1的正极和负极相连，母线L3、L2分别与电池B2的正极和负极相连。

如图1所示，整流器2包括输入端子T0、输出端子T1～T3、晶体管Q1～Q4、以及二极管D1～D4，并通过来自控制装置5的PWM信号φ1～φ4进行控制。

在商用交流电源10正常提供交流电的正常情况下，整流器2将从商用交流电源10经由输入滤波器1提供的交流电转换成直流电，并将该直流电提供给各个电池B1、B2，并且提供给逆变器3。电池B1、B2分别对直流电进行存储。

换言之，通过由控制装置5提供的PWM信号φ1～φ4来控制整流器2，整流器2基于从商用交流电源10经由输入滤波器1提供的交流电压VAC，生成直流电压V1～V3，将所生成的直流电压V1～V3分别提供给直流正母线L1、直流负母线L2以及直流中性点母线L3。另外，若将输出端子T3接地，则直流电压V1～V3分别为正电压、负电压、和0V。利用电容器C1、C2对直流电压V1～V3进行平滑化。直流电压V1～V3被提供给电池B1、B2和逆变器3。在商用交流电源10停止提供交流电的停电情况下，整流器2停止工作。

在商用交流电源10正常提供交流电的正常情况下，逆变器3将由整流器2所产生的直流电转换成交流电，在商用交流电源10停止提供交流电的停电情况下，将电池B1、B2的直流电转化成交流电。

换言之，逆变器3在正常情况下，基于从整流器2经由母线L1～L3提供的直流电压V1～V3来生成三电平的交流电压，在停电情况下，基于从电池B1、B2经由母线L1～L3提供的直流电压V1～V3来生成三电平的交流电压。

输出滤波器4连接于逆变器3的输出端子与负载11之间。输出滤波器4是低通滤波器，使从逆变器3输出的交流电中的商用频率的交流电通过负载11，并防止由逆变器3产生的载波频率的信号通过负载11一侧。换言之，输出滤波器4将逆变器3的输出电压转换成商用频率的正弦波，并提供给负载11。

控制装置5对来自商用交流电源10的交流电压、输出至负载11的交流电压、直流电压V1～V3等进行监视，并同时提供PWM信号以控制整流器2及逆变器3。

接着，对于该不间断供电装置的动作进行说明。在商用交流电源10正常提供交流电的正常情况下，来自商用交流电源10的交流电经由输入滤波器1被提供给整流器2，并被整流器2转换成直流电。由整流器2生成的直流电被存储在电池B1、B2中并提供给逆变器3，利用逆变器3转换成商用频率的交流电。由逆变器3生成的交流电经由输出滤波器4被提供给负载11，使负载11运行。

在商用交流电源10停止提供交流电的停电情况下，整流器2停止运行，并且电池B1、B2的直流电被提供至逆变器3，由逆变器3转换成商用频率的交流电。由逆变器3生成的交流电经由输出滤波器4被提供给负载11，使负载11继续运行。

因此，即使在发生停电的情况下，只要电池B1、B2中存储有直流电，负载11就继续运行。在商用交流电源10再次开始提供交流电的情况下，整流器2再次开始运行，整流器2生成的直流电被提供至电池B1、B2及逆变器3，恢复到原状态。

如上所述，在该实施方式1中，使用由宽带隙半导体形成的肖特基势垒二极管作为进行反向恢复动作的二极管D1、D2，使用由宽带隙半导体以外的半导体形成的二极管作为不进行反向恢复动作的二极管D3、D4，因此能够力图实现恢复损耗的降低和低成本化。

而且，使用由宽带隙半导体形成的N沟道型MOS晶体管作为对电流进行导通/截止的晶体管Q3、Q4，使用由宽带隙半导体以外的半导体形成的IGBT作为不对电流进行导通/截止的晶体管Q1、Q2，因此能够降低开关损耗，并降低成本。

此外，在本实施方式1中，使用SiC作为宽带隙半导体，但并不局限于此，只要是宽带隙半导体即可，也可以使用其他任意的半导体。例如，也可以使用GaN(氮化镓)作为宽带隙半导体。

图8是表示实施方式1的变形例的框图，是与图6进行对比的图。图8的该变形例中，整流器具备基板BP1、搭载在其表面的2个半导体模块M2、M3。在半导体模块M2的内部设有晶体管Q1、Q2以及二极管D1、D2，在半导体模块M2的外部设有输入端子T0和输出端子T1、T2。此外，半导体模块M2的外部设有用于对晶体管Q1、Q2的栅极提供PWM信号φ1、φ2的2个信号端子(未图示)。

半导体模块M3的内部设有晶体管Q3、Q4以及二极管D3、D4，在半导体模块M3的外部设有输入端子T0以及输出端子T3。在半导体模块M3的外部设有用于对晶体管Q3、Q4的栅极提供PWM信号φ3、φ4的2个信号端子(未图示)。半导体模块M2的输入端子T0与半导体模块M3的输入端子T0互相连接。该变形例也能获得与实施方式1相同的效果。

图9是表示实施方式1的另一变形例的框图，是与图6进行对比的图。图9的该变形例中，整流器具备基板BP2、以及搭载在其表面的2个半导体模块M4、M5。在半导体模块M4的内部设有晶体管Q1～Q4，在半导体模块M4的外部设有输入端子T0、输出端子T1～T3以及中间端子T4。中间端子T4与晶体管Q3、Q4的漏极相连。在半导体模块M4的外部设有用于对晶体管Q1～Q4的栅极提供PWM信号φ1～φ4的4个信号端子(未图示)。

在半导体模块M5的内部设有二极管D1～D4，在半导体模块M5的外部设有输入端子T0、输出端子T1～T3以及中间端子T4。中间端子T4与二极管D3、D4的阴极相连。半导体模块M4的端子T0～T4分别与半导体模块M5的端子T0～T4连接。该变形例也能获得与实施方式1相同的效果。

图10是表示实施方式1的又一变形例的框图，是与图6进行对比的图。在图10的该变形例中，整流器具备基板BP3、以及搭载在其表面的8个半导体模块M11～M18。半导体模块M11～M14的内部分别设有晶体管Q1～Q4，在半导体模块M15～M18的内部分别设有二极管D1～D4。半导体模块M11、M15分别包含端子T0、T1，半导体模块M12、M16分别包含端子T0、T2。半导体模块M11、M15的端子T1互相连接，半导体模块M12、M16的端子T2互相连接。

半导体模块M13、M17分别包含端子T0、T4，半导体模块M14、M18分别包含端子T3、T4。半导体模块M13、M14的端子T4与晶体管Q3、Q4的漏极相连，半导体模块M17、M18的端子T4与二极管D3、D4的阴极相连。半导体模块M11～M13、M15～M17的端子T0互相连接，半导体模块M13、M14、M17、M18的端子T4互相连接，半导体模块M14、M18的端子T3互相连接。此外，在半导体模块M11～M14的外部分别设有用于对晶体管Q1～Q4的栅极提供PWM信号φ1～φ4的4个信号端子(未图示)。该变形例也能获得与实施方式1相同的效果。

[实施方式2]

图11是示出本发明的实施方式2所涉及的整流器的结构的电路图，是与图1进行对比的图。参照图11，该整流器与图1的整流器的不同点在于，置换了晶体管Q3与二极管D3的并联连接体以及晶体管Q4与二极管D4的并联连接体。

晶体管Q3、Q4的源极互相连接，其漏极分别与输出端子T3及输入端子T0相连。二极管D3、D4的阳极分别与晶体管Q3、Q4的源极连接，二极管D3、D4的阴极分别连接至输出端子T3和输入端子T0。即，二极管D3、D4分别与晶体管Q3、Q4反向并联连接。分别通过PWM信号φ1～φ4控制晶体管Q1～Q4。在交流电压VAC为正电压的情况下，晶体管Q3导通，并且晶体管Q1、Q4交替导通。在交流电压VAC为负电压的情况下，晶体管Q4导通，并且晶体管Q2、Q3交替导通。

其他结构和动作与实施方式1相同，因此不重复该说明。该实施方式2也能获得与实施方式1相同的效果。

[实施方式3]

图12是示出本发明的实施方式3所涉及的整流器的结构的电路图，是与图1进行对比的图。参照图12，该整流器与图1的整流器的不同点在于，切断了晶体管Q3、Q4的漏极与二极管D3、D4的阴极，使晶体管Q3的漏极与二极管D4的阴极相连，使晶体管Q4的漏极与二极管D3的阴极相连。

分别通过PWM信号φ1～φ4控制晶体管Q1～Q4。在交流电压VAC为正电压的情况下，晶体管Q3导通，并且晶体管Q1、Q4交替导通。此外，在交流电压VAC为负电压的情况下，晶体管Q4导通，并且晶体管Q2、Q3交替导通。

其他结构和动作与实施方式1相同，因此不重复该说明。该实施方式3也能获得与实施方式1相同的效果。

[实施方式4]

图13是示出本发明的实施方式4所涉及的不间断供电装置所包含的逆变器3的结构的电路框图。不间断供电装置的整体结构如图7所示。不间断供电装置中所包含的整流器2是图1、图11、或者图12所示出的整流器。在图13中，该逆变器3包括输入端子T11～T13、输出端子T14、晶体管Q5～Q8、以及二极管D5～D8。

输入端子T11～T13分别连接至图7的直流正母线L1、直流负母线L2、以及直流中性点母线L3。输入端子T11、T13分别与电池B1的正极和负极连接。输入端子T13、T12分别与电池B2的正极和负极连接。电池B1、B2分别输出直流电压。电池B1的输出电压与电池B2的输出电压相等。因而，输入端子T11、T12、T13分别被施加直流电压V1、V2、V3，且V1>V3>V2，V3＝(V1+V2)/2。该逆变器将施加在输入端子T11～T13的直流电压V1～V3转换成三电平的交流电压V4，并输出至输出端子T14。另外，若将输入端子T13接地，则直流电压V1～V3分别为正电压、负电压、和0V。

晶体管Q5、Q6分别是使用作为宽带隙半导体的SiC(碳化硅)形成的N沟道型MOS晶体管。晶体管Q5、Q6各自的额定电流是例如600A，大于晶体管Q7、Q8和二极管D5～D8各自的额定电流。

晶体管Q7、Q8分别是使用作为宽带隙半导体以外的半导体的Si(硅)形成的IGBT。晶体管Q7、Q8各自的额定电流为例如450A。

二极管D5、D6分别使用作为宽带隙半导体以外的半导体的Si(硅)形成。二极管D5、D6各自的额定电流为例如300A。

二极管D7、D8分别是使用作为宽带隙半导体的SiC(碳化硅)形成的肖特基势垒二极管。二极管D7、D8各自的额定电流为例如500A。

上述那样使晶体管Q5、Q6的规格与晶体管Q7、Q8的规格不同，二极管D5、D6的规格与二极管D7、D8的规格不同的理由将在后文中阐述。

晶体管Q5的漏极(第1电极)连接至输入端子T11(第1输出端子)，其源极(第2电极)连接至输出端子T14(第4输出端子)。二极管D5的阳极与输出端子T14连接，其阴极与输入端子T11连接。

晶体管Q6的漏极连接至输出端子T14，其源极连接至输入端子T12(第2输出端子)。二极管D6的阳极与输入端子T12连接，其阴极与输出端子T14连接。即，二极管D5、D6分别与晶体管Q5、Q6反向并联连接。

晶体管Q7、Q8的集电极(第1电极)互相连接，晶体管Q7、Q8的发射极(第2电极)分别与输入端子T13(第3输出端子)及输出端子T14相连。二极管D7、D8的阴极均与晶体管Q7、Q8的集电极相连，其阳极分别与输入端子T13及输出端子T14相连。即，二极管D7、D8分别与晶体管Q7、Q8反向并联连接。晶体管Q7、Q8及二极管D7、D8构成第2双向开关。

接着，对该逆变器的动作进行说明。对晶体管Q5～Q8的栅极分别提供PWM信号φ5～φ8。图14(a)～(e)是表示PWM信号φ5～φ8的生成方法和波形的图。特别是，图14(a)示出了正弦波指令值信号CM、正侧三角波载波信号CA1以及负侧三角波载波信号CA2的波形，图14(b)～(e)分别示出了PWM信号φ5、φ8、φ7、φ6的波形。

在图14(a)～(e)中，正弦波指令值信号CM的频率例如是商用频率。载波信号CA1、CA2的周期和相位相同。载波信号CA1、CA2的周期与正弦波指令值信号CM的周期相比小得多。

对正弦波指令值信号CM的电平与正侧三角波载波信号CA1的电平的高低进行比较。在正弦波指令值信号CM的电平比正侧三角波载波信号CA1的电平要高的情况下，PWM信号φ5、φ7分别为“H”电平及“L”电平。在正弦波指令值信号CM的电平比正侧三角波载波信号CA1的电平要低的情况下，PWM信号φ5、φ7分别为“L”电平及“H”电平。

因此，在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，PWM信号φ5、φ7与载波信号CA1同步地交替变为“H”电平，晶体管Q5、Q7交替地导通。此外，在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间，PWM信号φ5、φ7分别固定在“L”电平及“H”电平，晶体管Q5固定在截止状态，并且晶体管Q57固定在导通状态。

对正弦波指令值信号CM的电平与负侧三角波载波信号CA2的电平的高低进行比较。在正弦波指令值信号CM的电平比正侧三角波载波信号CA2的电平要高的情况下，PWM信号φ6、φ8分别变为“L”电平及“H”电平。在正弦波指令值信号CM的电平比正侧三角波载波信号CA2的电平要低的情况下，PWM信号φ6、φ8分别为“H”电平及“L”电平。

因此，在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，PWM信号φ6、φ8分别固定在“L”电平及“H”电平，晶体管Q6固定在截止状态，并且晶体管Q8固定在导通状态。此外，在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间，PWM信号φ6、φ8与载波信号CA2同步地交替变为“H”电平，晶体管Q6、Q8交替地导通。

PWM信号在一个周期内变为“H”电平的时间与PWM信号一个周期的时间之比称为占空比。PWM信号φ5的占空比在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间中，在正弦波指令值信号CM的正的峰值(90度)附近为最大，越离开峰值其占空比越小，在0度附近及180度附近变为0。PWM信号φ5的占空比在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间内固定为0。PWM信号φ7是PWM信号φ5的互补信号。

PWM信号φ6的占空比在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间内固定为0。PWM信号φ6的占空比在正弦波指令值信号CM的负的峰值(270度)附近为最大，越离开峰值其占空比越小，在180度附近及360度附近变为0。PWM信号φ8是PWM信号φ6的互补信号。

接下来，对逆变器进行动作时分别流过晶体管Q5～Q8及二极管D5～D8的电流进行说明。如图15所示，将从输入端子T11流过输出端子T14的电流设为I5，将从输出端子T14流过输入端子T12的电流设为I6，将从输入端子T13流过输出端子T14的电流设为I7，将从输出端子T14流过输入端子T13的电流设为I8。

图16(a)～(i)是表示逆变器的动作的时序图。特别是，图16(a)示出了正弦波指令值信号CM、正侧三角波载波信号CA1以及负侧三角波载波信号CA2的波形，图16(b)(d)(f)(h)分别示出了PWM信号φ5、φ8、φ7、φ6的波形，图16(c)(e)(g)(i)分别示出了电流I5、I8、I7、I6的波形。电流I5～I8中的正的电流表示流过晶体管Q的电流，负的电流表示流过二极管D的电流。此外，还示出了功率因数为1.0的情况。

图16(a)～(i)中，在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，PWM信号φ8、φ6分别固定在“H”电平及“L”电平，PWM信号φ5和φ7交替地变为“H”电平。因而，晶体管Q8、Q6分别被固定为导通状态及截止状态，晶体管Q5与Q7交替导通，在输出端子T14交替出现直流电压V1与V3。

该期间中，在晶体管Q5导通时，有与晶体管Q5的导通时间相对应的电平的电流I5流过，在晶体管Q5截止时，在二极管D7及晶体管Q8的路径中有对电流I5进行补充的电平的电流I7流过。

晶体管Q6固定于截止状态，因此没有电流流过晶体管Q6，晶体管Q6中不发生开关损耗。虽然晶体管Q7进行导通/截止，但在二极管D7有电流流过，而在晶体管Q7没有电流流过，因此晶体管Q7中不发生开关损耗。晶体管Q8固定于导通状态，因此虽然有电流流过晶体管Q8，但晶体管Q8中不发生开关损耗。因此，该期间内，晶体管Q5～Q8中，流过晶体管Q5的电流的有效值达到最大，晶体管Q5中的开关损耗达到最大。

每当晶体管Q5从截止状态变化为导通状态时，就会对二极管D7施加反向偏置电压，二极管D7进行反向恢复动作。该期间内，其他二极管D5、D6、D8中没有电流流过。

在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间，PWM信号φ7、φ5分别固定为“H”电平及“L”电平，PWM信号φ6与φ8交替变为“H”电平。因此，晶体管Q7、Q5分别被固定为导通状态及截止状态，晶体管Q6与Q8交替导通，在输出端子T14交替出现直流电压V2与V3。

该期间中，在晶体管Q6导通时，有与晶体管Q6的导通时间相对应的电平的电流I6流过，在晶体管Q6截止时，在二极管D8及晶体管Q7的路径中有电流I7流过。

晶体管Q5固定于截止状态，因此没有电流流过晶体管Q5，晶体管Q5中不发生开关损耗。晶体管Q8被导通/截止，但二极管D8中有电流流过，晶体管Q8中没有电流流过，因此晶体管Q8中不发生开关损耗。晶体管Q7固定于导通状态，因此有电流流过晶体管Q7，但晶体管Q7中不发生开关损耗。因此，该期间内，晶体管Q5～Q8中流过晶体管Q6的电流的有效值达到最大，晶体管Q6中的开关损耗达到最大。

另外，每当晶体管Q6从截止状态变化为导通状态时，就会对二极管D8施加反向偏置电压，二极管D8进行反向恢复动作。另外，该期间内，其他二极管D5、D6、D7中没有电流流过。

综上所述，晶体管Q5、Q6中有较大的电流流过，在晶体管Q5、Q6中发生开关损耗。晶体管Q7、Q8中有比晶体管Q5、Q6小的电流流过，在晶体管Q7、Q8中不发生开关损耗。

因此，如上所述，晶体管Q5、Q6通过使用由作为宽带隙半导体的SiC来形成且额定电流值较大(例如为600A)的N沟道型MOS晶体管，从而能力图降低开关损耗。另外，晶体管Q7、Q8通过使用由作为宽带隙半导体以外的半导体的Si来形成且额定电流值较小(例如为450A)的IGBT，从而能实现成本降低。

二极管D7、D8中有与晶体管Q7、Q8相同程度的电流流过，二极管D7、D8进行反向恢复动作。二极管D5、D6中没有电流流过。此外，众所周知，在使用电感器作为负载的情况下，设置二极管D5、D6以用于保护晶体管Q5、Q6不受电感器所产生的电压的影响。

因此，如上所述，二极管D7、D8通过使用由作为宽带隙半导体的SiC来形成且额定电流值与晶体管Q7、Q8相同程度(例如为500A)的肖特基势垒二极管，从而力图在反向恢复动作时降低恢复损耗。二极管D5、D6通过使用由作为宽带隙半导体以外的半导体的Si来形成且额定电流值较小(例如为300A)的二极管，从而能实现成本降低。

图17是表示图13所示的逆变器3的外观的图。图17中，逆变器3具备一个半导体模块M21。半导体模块M21的内部设有晶体管Q5～Q8以及二极管D5～D8。半导体模块M21的外部设有输入端子T11～T13以及输出端子T14。而且，半导体模块M21的外部设有用于对晶体管Q5～Q8的栅极提供PWM信号φ5～φ8的4个信号端子，但为了简化附图，省略四个信号端子的图示。

如上所述，在本实施方式4中，使用由宽带隙半导体形成的N沟道型MOS晶体管作为对电流进行导通/截止的晶体管Q5、Q6，使用由宽带隙半导体以外的半导体形成的IGBT作为不对电流进行导通/截止的晶体管Q7、Q8，因此能够降低开关损耗，并降低成本。

此外，使用由宽带隙半导体形成的肖特基势垒二极管作为进行反向恢复动作的二极管D7、D8，使用由宽带隙半导体以外的半导体形成的二极管作为不进行反向恢复动作的二极管D5、D6，因此能够力图降低恢复损耗，并降低成本。

此外，在本实施方式4中，使用SiC作为宽带隙半导体，但并不局限于此，只要是宽带隙半导体即可，也可以使用其他任意的半导体。例如，也可以使用GaN(氮化镓)作为宽带隙半导体。

图18是表示实施方式4的变形例的框图，是与图17进行对比的图。图18的该变形例中，逆变器3具备基板BP11、以及搭载在其表面的2个半导体模块M22、M23。半导体模块M22的内部设有晶体管Q5、Q6以及二极管D5、D6，在半导体模块M22的外部设有输入端子T11、T12以及输出端子T14。另外，半导体模块M22的外部设有用于对晶体管Q5、Q6的栅极提供PWM信号φ5、φ6的2个信号端子(未图示)。

半导体模块M23的内部设有晶体管Q7、Q8以及二极管D7、D8，在半导体模块M23的外部设有输入端子T13以及输出端子T14。半导体模块M23的外部设有用于对晶体管Q7、Q8的栅极提供PWM信号φ7、φ8的2个信号端子(未图示)。半导体模块M22的输出端子T14与半导体模块M23的输出端子T14互相连接。该变形例也能获得与实施方式4相同的效果。

图19是表示实施方式4的另一变形例的框图，是与图17进行对比的图。图19的该变形例中，逆变器具备基板BP12、以及搭载在其表面的2个半导体模块M24、M25。半导体模块M24的内部设有晶体管Q5～Q8，在半导体模块M24的外部设有输入端子T11～T13、输出端子T14以及中间端子T15。中间端子T15与晶体管Q7、Q8的发射极相连。半导体模块M24的外部设有用于对晶体管Q5～Q8的栅极提供PWM信号φ5～φ8的4个信号端子(未图示)。

半导体模块M25的内部设有晶体管D5～D8，在半导体模块M25的外部设有输入端子T11～T13、输出端子T14以及中间端子T15。中间端子T15与二极管D7、D8的阳极相连。半导体模块M24的端子T11～T15分别与半导体模块M25的端子T11～T15连接。该变形例也能获得与实施方式4相同的效果。

图20是表示实施方式4的又一变形例的框图，是与图17进行对比的图。图20的该变形例中，逆变器3具备基板BP13、以及搭载在其表面的8个半导体模块M31～M38。半导体模块M31～M34的内部分别设有晶体管Q5～Q8，半导体模块M35～M38的内部分别设有二极管D5～D8。半导体模块M31、M35分别包含端子T11、T14，半导体模块M32、M36分别包含端子T12、T14。半导体模块M31、M35的端子T11互相连接，半导体模块M32、M16的端子T12互相连接。

半导体模块M33、M37分别包含端子T13、T15，半导体模块M34、M38分别包含端子T14、T5。半导体模块M33、M34的端子T15与晶体管Q7、Q8的集电极相连，半导体模块M37、M38的端子T15与二极管D7、D8的阴极相连。半导体模块M33、M37的端子T13互相连接，半导体模块M33、M34、M37、M38的端子T15互相连接，半导体模块M31、M32、M34～M36、M38的端子T14互相连接。此外，半导体模块M31～M34的外部分别设有用于对晶体管Q5～Q8的栅极提供PWM信号φ5～φ8的4个信号端子(未图示)。该变形例也能获得与实施方式1相同的效果。

[实施方式5]

图21是表示本发明的实施方式5的逆变器的结构的电路图，是与图13进行对比的图。参照图21，该逆变器与图13的逆变器3的不同点在于，置换了晶体管Q7与二极管D7的并联连接体以及晶体管Q8与二极管D8的并联连接体。

晶体管Q7、Q8的发射极互相连接，其集电极分别与输入端子T13及输出端子T14相连。利用PWM信号φ5～φ8分别对晶体管Q5～Q8进行控制。在将直流电压V1、V3交替输出至输出端子T14的情况下，晶体管Q8导通，并且晶体管Q5、Q7交替导通。另外，在将直流电压V2、V3交替输出至输出端子T14的情况下，晶体管Q7导通，并且晶体管Q6、Q8交替导通。

其他结构及动作与实施方式4相同，因此不重复说明。该实施方式5也能获得与实施方式4相同的效果。

[实施方式6]

图22是表示本发明的实施方式6的逆变器的结构的电路图，是与图13进行对比的图。参照图22，该逆变器与图13的逆变器的不同点在于，切断了晶体管Q7、Q8的集电极与二极管D7、D8的阴极，使晶体管Q7的集电极与二极管D8的阴极相连，使晶体管Q8的集电极与二极管D7的阴极相连。

利用PWM信号φ5～φ8分别对晶体管Q5～Q8进行控制。在将直流电压V1、V3交替输出至输出端子T14的情况下，晶体管Q8导通，并且晶体管Q5、Q7交替导通。另外，在将直流电压V2、V3交替输出至输出端子T14的情况下，晶体管Q7导通，并且晶体管Q6、Q8交替导通。

其他结构及动作与实施方式4相同，因此不重复说明。该实施方式6也能获得与实施方式4相同的效果。

本次公开的实施方式的所有内容应当被认为是用于例示而非用于限制。本发明的范围由权利要求的范围来表示，而并非由上述说明来表示，本发明的范围还包括与权利要求的范围等同的意思及范围内的所有变形。

标号说明

T0、T11～T13 输入端子，

T1～T3、T14 输出端子，

T4、T14、T15 中间端子，

Q1～Q8 晶体管，

D1～D8 二极管，

B1、B2 电池，

M1～M5、M11～M18、M21～M25、M31～M38 半导体模块，

BP1～BP3、BP11～BP13 基板，

1 输入滤波器，

2 整流器，

L1 直流正母线，

L2 直流负母线，

L3 直流中性点母线，

C1、C2 电容器，

3 逆变器，

4 输出滤波器，

5 控制装置，

10 商用交流电源，

11 负载。