一种基于电压模式的双信号频率补偿开关转换器的制作方法

本发明涉及一种电路设计方法和对应的开关转换器电路，用于构成适当的频率补偿响应线性电路。更具体地说，本发明直接涉及使用电压模式的双信号频率补偿方法构建脉冲宽度调制(PulseWidthModulation)比较器和一个内置PWM比较器求和功能的开关转换器。
背景技术：
：开关转换器由于高的功率转换效率被广泛应用于现代便携式电子设备。在开关转换器中，固定开关频率的PWM电压模控制和电流模控制是两个通常使用的主要控制方案。相比于电流模控制，电压模控制的优点是不太复杂的控制线路，降低噪音的敏感性，和更高的功效潜力。因此，在单输出开关电源中它是一种更流行的选择。此外，在有大负载的电流瞬变发生和快速动态响应要求的电路设计应用中，频率补偿方式具有宽的带宽首选，这意味着II型或III型频率补偿方法通常用于扩展环路增益的交叉频率。小型化便携式设备的电源设计必须适应有限的物理空间是另一个趋势。因此，小型陶瓷电容器日益普及使用，以取代笨重的电解电容的开关转换器的输出滤波器。相对于对应的电解电容器，一个陶瓷电容器具有小得多的等效串联电阻(ESR)。结果，在增益环路中引入的近似零ESR被推到较高的工作频率，以致II型补偿可能不足以保持足够稳定的控制环。因为需要高的效率，快速的带宽和紧凑的外形，从而III型补偿在很多系统被选择。尽管如此，III型补偿器的无源器件如电阻和电容器都经常在芯片外加入。虽然这可能给一些客户提供更多的设计灵活性，但它也是另一个问题：进一步增加了电力转换器的空间大小，因为要使用超过半打的无源元件。另一方面，芯上集成无源器件是昂贵的，因为它们的大面积需要在低频率处产生零点。此外，一般并不使用高增益带宽误差放大器来驱动补偿器，因为它消耗控制电路上的很大功率。因此，需要一种新的频率补偿方法，可以产生所需的零点补偿并允许片上集成但同时使用较小的面积和功耗。技术实现要素：根据本发明的内容，这里提出的频率补偿型开关转换器设计方法的关键是基于III型补偿器的频率响应结构包含一个低频部分和一个高频部分。前者像一个低通滤波器，具有类似一个积分器的频率响应；而后者则像一个带或不带低频增益的带通滤波器。由于高低频增益和低交叉频率是低通滤波器工作情形，而相反的是带通滤波器工作情形，这就将整个III型补偿器的频率响应分成两部分，它们分别执行并组合在一起可以获得电路设计的一定优势。提出的设计方法的另一个优点来自频率响应两个部分相结合的工作模式。一般最直接的方法是在单信号路径中级联两个过滤器，如果假设从下一级过来的负载效应可以忽略，这个方法将导致零点和极点位置的不变性。较好的一个方法是平行连接两个过滤器，并利用PWM比较器本身存在的双信号通路(PWM比较器的两个输入)来增加它们的相互作用。该PWM比较器可以比较两个输入端的两路信号，并为它们自动提供求和功能(有一个输入反相)。这种将两路信号的传递函数求和导致零点移位的方法，在电路设计使用将带来一些有益的结果，比如减少必需的无源元件总面积和减小有源电路的带宽。因此，补偿器性能的改进依赖于低通滤波器和带通滤波器的有效结合。并联两个滤波器的另一个潜在好处是，可以在其中一个过滤器幅度图的负斜率渐近线相交其它滤波器零斜率渐近线的位置产生一个零点。由于是由两个滤波器频率响应的相互作用产生这样的零点，它并不需要通过使用无源元件的方法来生成，从而使用无源元件的芯片面积可进一步减小。在本发明的一个实施例中，转换器由一个功率级结构(包括两个或更多个功率半导体器件)，一个或多个电感器和一个或多个电容器组成，所述功率级提供的转换器输出决定于稳压电压。一个或多个功率晶体管数字驱动器通过开启和关闭功率半导体器件来控制功率级的占空比(D)。在电压控制模式中，一个逻辑时钟产生占空比信号来响应从时钟发生器产生的周期性时钟信号，并复位从PWM比较器来的信号。在一个实施方案中，PWM比较器具有两个输入，一个是低通滤波器的输出，而另一个是带通滤波器输出的求和与一个来自斜波发生器的斜坡信号，这后者往往是在相同的模块上作为时钟发生器实现的。PWM比较器可以比较它的两个输入并产生所述的复位信号。所述带通滤波器的输入是转换器输出电压的一定比值(即功率级的输出端)，而低通滤波器的输入是转换器输出电压和参考电压的一定比值。在这种方式中，反馈环路是闭合的，而转换器的输出电压是参考电压的一个预定义比值。在上述的一个实施方案中，低通滤波器由一个跨导放大器驱动芯片上的MOS电容器构成。因此，低通滤波器也被称为经典电力电子系统中的误差放大器。所述带通滤波器包括一个放大器，一个缓冲晶体管，PMOS电流镜，第一电阻器，第二电阻器，第三电阻器和电容器。放大器的非反相输入端接收转换器一定比值的输出电压并驱动缓冲晶体管的栅极。缓冲晶体管的漏极端耦合到PMOS电流镜的输入端，并且其源极端被耦合到第一电阻器。所述第一电阻器的另一个端耦合到地面。第二电阻器被耦合到缓冲晶体管的源极端和放大器的反相输入端之间。第三电阻连接在放大器的反相输入端和所述电容器的一个端之间，而电容器的另一端耦合到地面。PMOS电流镜的输出是带通滤波器的输出端并给出对应的电流输出，而不是输出电压。在上述的另一实施方案中，采用相同的电路拓扑，除了第四电阻器连接在放大器的反相输入端和地面之间。这个电阻与所述的第二电阻器，当需要时可以提供带通滤波器一定比值的直流增益。在具体的转换器设计中，如果考虑下面的具体实施方式和附图说明后，本
发明内容会得到更好的理解。附图说明为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图1III型补偿型电压模降压式转换器示意图图2图1的III型补偿型转换器的波特图图3图1的III型补偿型开关转换器的放大器与负载的模型图以及其开环增益与频率的关系曲线图4根据本发明实例的一个准III型补偿电压模式降压转换器示意图图5根据发明实例的一个开关转换器的关键稳态波形图图6根据本发明实例的一个开关转换器的小信号模型框图图7根据本发明实例的一个模拟和解析表达式频率响应对比图图8根据本发明实例的一个补偿器的波特图图9一个常规III型补偿型转换器和根据本发明实例的开关转化器模拟负载瞬态响应对比图图10根据本发明实例的一个低通滤波器示意图图11根据本发明实例的一个带通滤波器示意图图12根据本发明实例的另一个带通滤波器示意图具体实施方式为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。下面的实例进一步说明本发明如何实现。图1使用降压转换器作为例子示出III型补偿型转换器的简单理论。由于降压转换器的L-C输出滤波器出现一个复极点，导致复极点频率fLCo的相位滞后急剧增大。如果积分型补偿器(I型)被使用，环路增益交叉频率必须限制在fLCo的十分之一以确保有足够的相位容限。III型补偿器常被用来延长交叉频率和提高环路增益的相位容限，这产生了两个零点以保证相位提升和抵消复极点的相位滞后。通过这种方式，交叉频率可以延长超出fLCo(但仍限于开关频率在大约20％的鲁棒性系统)。图2表示III型补偿器的频率响应，从中可以看出两个零点和两个高频极点由三对电阻和一个电容来产生。它们这些点的位置由下式给出：ωz1=1R2C2---(1(a))]]>ωz2=1(R1+R3)C3---(1(b))]]>ωp1=1R2(C1||C2)---(1(c))]]>ωp2=1R3C3---(1(d))]]>这里f和ω分别是频率Hz和角频率。前者采用的是波特图，便于参考开关频率，而后者则是用方程式直接表达成s域传递函数。除了式1(c)与1(d)所示的两极点，实际上有一个非常低的频率主导极点ωp0，其位置的高度依赖于误差放大器的直流增益。接下来讨论集成整个补偿器到芯片上应该考虑的几个方面。首先，可以估计一下无源元件的尺寸。应当注意的是：R3远小于R1，C1远小于C2，因为R3和C1被用于产生高频极点。对于功率级具有4.7pH电感和4.7uF输出电容，运行在lMHz的开关频率(fs)时ESR为40mΩ，那么fLCo和fesr应该分别在设置在大约34kHz和850kHz处。在不同的参考文献中有不同的方法放置这两个零点，但实际上可以作一个粗略的估算，就像Intersil公司在线文档所建议的：如果fz1被放置在0.5*fLCo,而fz2被放置在fLCo，那么R1，R2，C3，C2就可以以被分别设置为100千欧，100千欧，48PF，和96pF，这些信息可以在http://www.intersil.com/data/tb/tb417.pdf上找到。这些设计的元件数值可以在芯片上实施，然而占用的面积将很大。同时，这两个极点通常放在fesr处和0.5fs处，以抵消ESR为零导致的增益幅度减少效应，并进一步衰减了为了降低系统噪声灵敏度而来的在开关频率处的补偿增益。在小ESR电容器设计中，ESR为零点的状况是处在高频的。结果的R3(或Cl)非常小，在大的器件数值(R1，R2，C2，C3)和小的器件数值(R3和Cl)之间的比值也是小的。如果对小的器件数值存在一个最小尺寸约束条件(假设不受片上寄生效应的显著影响)，那就可能需要将大数值器件进一步增加以保持和小数值器件的最大比率。将无源器件集成到芯片上的另一个问题是工艺偏差。因为电阻用相同的材料制成以利于更好的性能匹配(电容器也同类)，那么根据工艺角的原因零点和极点也将在出现工艺偏差的时候向相同的方向移动。结果出现的最坏情况就是所有的零点和极点均将移动到更高的频率。这可能会大大降低III型补偿得到的相位提升。这样一来，设计者只得使用比标称值更大的无源元件以应付最坏的情况出现。误差放大器的增益带宽要求是另一个问题。补偿器的增益在高频率(即在fp2和fc_UGF之间)不能大于在同一频率的误差放大器的增益。否则，误差放大器将通过将极点设置在较低频率以限制补偿器的高频增益。fc_UGF取决于极点的实际放置位置和在高频工作的补偿器增益，它通常可以延伸到几个兆赫兹。这意味着误差放大器需要具有高增益频带宽度约为10兆赫，以避免推高补偿器的极点。误差放大器模型表示在图3中，这个可以用来估算要达到这样的增益带宽所需功耗。这里，假定跨导放大器的输出阻抗为Ro_ea。它表明：C1+C2形成的有效负载放到放大器上，导致在Gm/(C1+C2)上形成有效的单位增益频率。要达到上面的带宽要求和电容值，需要的Gm大约为2mS。假设在CMOS技术中有0.2V的过驱电压，放大器输入晶体管的偏置电流就大约是200微安。这个放大器模型也放入图1的补偿器结构中。电路仿真工具Hspice仿真做的零点-极点模拟也证实：大约200微安的偏置电流是需要用来保持所需的极点位置的。因此，低负载电流条件下的开关转换器的功率效率可以由误差放大器的偏置电流来限制。在本发明的实施例中，一种基于双信号路径到PWM比较器的改进型频率补偿方法演示在图4中，这个例子就是一个准III型的补偿电压模降压变换器。还有许多有意义的新可能性可以通过这种补偿方法得到开发。在讨论它们之前，提出的补偿方法的有效性还需要有一个等效的III型频率响应来证明。它的框图如图4所示，这里PWM比较器相当于对两个不同滤波器的一个求和电路，两个不同滤波器如图中的A(s)和B(s)所示。图5示出一个转换器的关键稳态波形图。A(s)是一个具有低交叉频率的低通滤波器，Ac是一个很平的参考信号。另一方面，B(s)为一个带通滤波器，在整个开关频率内有很平坦的增益范围。它的输出就象是有适度扩增纹波的开关调节器的输出(V0)。在图5中，D和Ts分别是占空比和开关周期。比例系数b由Rfb2/(Rfb1+Rfb2)给出。应当指出：一个反置的Vart_rmp在参考的Vc示出。否则，从图5中可以发现：bB(s)V0的小波动幅度将因为Vart_rmp的加入形成Vart_rmp后而覆盖，对应的控制方程可以为：vc＝bvoB(s)+maDTs(2)对方程(2)做扰动的数学处理，并使用maTs＝Vm(其中：Vm是斜坡信号的幅度，如图中4所示)条件，我们得当下面的扰动量：d^=1Vm(-bB(s)v^o+v^c)---(3)]]>方程(3)表明：图6所示的一个小信号模型可以得到，呈负号的A(s)是由于缩小的V0被翻转到A(s)上而产生的。图6表明：PWM比较器实际上接受了控制电压，并且电压值是A(s)和B(s)的输出总和。通过打破V0的回路而得到的新回路被称作TVO(s)，它可以表示为：Tvo(s)=bVmGvd(s)[A(s)+B(s)]---(4)]]>根据方程(4)：如果[A(s)+B(s)]有两个零点和三个极点作为常规的III型补偿器，那么提出的结构应可以证明含有III型补偿器的频率反应。为了得到它们的低通特性及带通特性，A(s)和B(s)可分别表示为：A(s)=Gea1+sωpoB(s)=Gbpf(1+sωzbpf)(1+sωp1)(1+sωp2)---(5(a)-(b))]]>因此，可以推断新型的“补偿器”C(s)-[A(s)+B(s)]会与III型补偿器的频率响应相同。图7的结果证实：除了在极高频率所产生的相位反应外，上述的解析表达式与模拟仿真两者得到的频率响应非常匹配。所以，以上提出的模型非常符合设计目的。此时，提出的补偿器频率反应C(s)可以被进一步分析以方便设计应用。带通过滤器Gbpf的DC增益可以作为一个设计变量，在具体实施中，将它设置为一个单位，那么C(s)可以表示为：C(s)=Gea1+sωpo+1+sωzbpf(1+sωp1)(1+sωp2)---(6)]]>由此可看出：极点可以保持在Wp0，Wp1和Wp2。但零点却随着C(s)分子的变化而变化，Num[C(s)]可以写为：Num[C(s)]=Gea(1+sωp1)(1+sωp2)+(1+sωpo)(1+sωzbpf)≈Gea{1+s[(1ωp1+1ωp2)+1Gea(1ωp0+1ωzbpf)]+s2[1ωp1ωp2+1Gea1ωp0ωzbpf]}---(7)]]>假设Gea>>1，再进一步假设GeaWp0<Wzbpf<Wp1<<Wp2，那么(7)可以简化为：Num[C(s)]≈Gea{1+s[1Geaωp0]+s2[1Geaωp0ωzbpf]}---(8)]]>结果，C(s)的零点可以表示为：ωzc(s)≈-121Geaωp0ωzbpf{-1Geaωp0±(1Geaωp0)2-41Geaωp0ωzbpf}=ωzbpf2(1±α)---(9)]]>这里的a可以看作是两个零点的分隔，从而：α=1-4Geaωp0ωzbpf---(10)]]>咋一看上去方程(10)好象并不能很直观的找到C(s)的零点所在，那可以先看一下a是0和a是1的极端情况：当a＝0(例如4GeaΩp0＝Wzbpf)时，C(s)的两个零点都处于Wzbpf/2.当a＝1(例如4GeaΩp0<<Wzbpf)时，一个零点(Wz2_c(s))处于Wzbpf，而另一个零点(Wz1_c(s))处于：ωz1_c(s)=limωzbpf→∞ωzbpf2(1-1-4Geaωp0ωzbpf)=Geaωp0---(11)]]>这样两个零点构成了一个有趣的现象：当带通滤波器距离误差放大器的增益带宽较远时，C(s)的两个零点便位于带通过滤器和误差放大器的增益带宽上。而当这两个参数距离越近时，C(s)的两个零点便相互吸引；当两个参数十分接近到4GeaWp0＝Wzbpf时，C(s)的两个零点在Wzbpf/2处重合。这种“零点之间的相互吸引”在图8中有所说明。另一项关于C(s)零点的观察即是：如果误差放大器的增益带宽高于带通过滤器零点的四分之一，零点群便会产生。但是，这在设计中是不太提倡的。因此，需要对误差放大器的增益带宽设置上限。根据以上对C(s)零点的分析，一个有趣的结果可以应用于提出的补偿器设计中。首先，第一个零点是通过增加两个信号路径而产生的，而不是通过一对电阻器和电容器保持时间常量而产生的。如果我们运用一个只靠电容负载的互导放大器，它的增益带宽(Gm/C)将大致决定C(s)的第一个零点。因此，靠一个很大的单片电阻器来产生第一个零点是不可能的。并且提出的补偿器中的误差放大器所要求的增益带宽只是L-C极点频率的一个很小部分，大约比常规第三型补偿器的增益带宽小两个数量级，结果会将大量的能量保持在同一个电容负载中导致很大功耗。第二，如果第二个零点被吸引到比Wzbpf还低的频率，所以那些用来产生Wzbpf的无源元件的尺寸可以缩小。如果设定C(s)的第二个零点比第一个零点高出K2倍，那么：ωz2_c(s)Kzωz1_c(s)(12)把(12)和(10)代入(9)，经运算将得到：ωzbpf=ωz2_c(s)(1+1/Kz)andGeaωp0=ωz1_c(s)[1-1/(Kz+1)]---(13(a)-(b))]]>因此，用以激发第二个零点的时间常量(例如无源器件的尺寸)减少了1/(Kz+1)*100％。同时，尽管(13(b))显示出第一个零点移动到了频率高于GeaWp0的位置，但这对于功率消耗是非常有利的，因为GeaWp0是由Gm/C产生的而不是1/(RC)。第三，在具体设计中，如果通过Gm/C产生第一个零点，通过1/(RC)产生第二个零点。Gm/C进一步采用一些设计技术而固定于一些精确的数值比如Gm/C常量偏置，这样较高的1/(RC)会将第二个极点移动到较高频率，但同时会将第一个零点移动到较低的频率，那么由1/(RC)工艺偏差而导致的相位容差将会减少。这样工艺偏差的效应将被减小，从而导致更鲁棒性的设计。这种零点的运动不同于常规第三型补偿器(假设所有的电阻器和电容器都是单片的)，并且是可能被进一步开发利用的。最后，除了对比频率响应外，我们也使用Matlab模仿器对发明的补偿器与常规第三型补偿器的瞬态响应进行了仿真，结果之比较放在图9中。图中的结果表明：两种补偿器具有相似的负载瞬态响应。图10表示了一个负载为电容量(Cc)的电流反射镜误差放大器设计。该结构的最终增益带宽是gm1/Cc，其中gm1是不同输入对的互导。正如前面已经提到的，提出的补偿器中的误差放大器所要求的增益带宽比常规第三型补偿器的增益带宽小了2-3个数量级。在相同的电容负载条件下，功率消耗(Gm)也能减少同样多的数量级。正如前面提到的，C2是常规第三型补偿器的主要负载量。通过简单比较便可得知：Cc大约是100pF。Gm1是常规第三型放大器的2.9Ua/V倍到1/690之间，并且所需要的偏置电流仅有200nA。因此，提出的误差放大器的增益带宽大约为4.6kHz。要保持Cc达到100pF仍是很大的芯片面积消耗。所以，它是以MOS电容形式设计的，在强反型状态连接NMOS电容器的源极，漏极和体终端。在某些设计中，MOS电容单元电容比聚合物电容器要大5倍。所以，Cc只占常规第三型补偿器电容C2面积的20％。这个方法在提出的补偿器设计中是很灵活的，因为误差放大器的输出很稳定并且它的DC值是由Vart_rmp和缩小的Vo的加和决定的，这在图表5有所展示。因此，斜坡信号的最小电压就能确保应用于MOS电容的触发电压高于临界电压。相反地，在常规第三型补偿器中，由于误差放大器宽的动态范围和输出的快速移动特性，线性的聚合物电容器必须使用以保证C2的数值。与L-C极点频率相比，因为第一个零点所处的频率很低，所以第二个零点所处的位置可以远高于L_C极点频率以减少带通滤器无源器件的尺寸而同时保持环路增益的相位容限。另外，提出的准第三型结构的采用也将fzbpf推到了更高的频率，最终，fzbpf将被选定在132kHz，环路增益的波特图已经在图7中表示。fp1接近fesr以保证高于环路增益交叉频率的优质增益容限，fp2的位置倒可以非常任意地放置。图11显示：提出的带通过滤器和加法器(如图4所示)是以电压-电流变换器形式存在的。放大器M1，Rbpf1，Rbpf2和Cbpf构成了带通滤波器，而放大器M1和Rv2i组成了电压-电流变换器。在具体实施中，放大器和M1可以进行再利用，而滤波器和加法器联合在一起来可以节省功耗。这样，在整个结果中仅仅使用了26uA的电流。滤波器接受来自Vfb的输入，它的输出是Vbpo；而PMOS电流反射镜复制了滤波器的输出信号并添加了另外的斜坡电流。M1就像是一个跟随滤波环路的单一增益源，在Vbpo上产生一个低阻抗。因此，过滤器的转移函数可以表示为：B(s)=VbpoVfb=1+s(Rbpf1+Rbpf2)Cbpf(1+1GbpA)s(Rbpf2Cbpf+1GbpAωobpA+(Rbpf1+Rbpf2)CbpfGbpA)+s2(Rbpf1+Rbpf2)CbpfGbpAωobpA---(14)]]>放大器(GbpA和WvbpA)的DC增益和3-dB带宽的算法为：GbpA＝GmampRoampandωbpA＝RoampCcbpf(15(a)-(b))可以证明：如果GbpARbpf2/(Rbpf1+Rbpf2)>>1，那么方程(14)可以近似为：B(s)≈1+s(Rbpf1+Rbqf2)Cbpf(1+sRbpf2Cbpf)(1+s1GbpAωbpARbpf1+Rbpf2Rbpf2)---(16)]]>因此，对于整个系统而言，Wzbpf，Wp1，Wp2可以表示为：ωbpf=1(Rbpf1+Rbpf2)Cbpf,ωp1=1Rbpf2Cbpf,andωp2=GbpAωobpARbpf2Rbpf1+Rbpf2---(17)]]>(17)式说明：在提出的带通滤波器中，无源元件设置零点和第一极点频率，而第二极点由放大器的增益带宽和电阻比值(也是零点和第一极点频率的比例)所决定。既然放大器只能驱动小型源极跟随器M1的触发，甚至只要4uA的偏置电流fp2就能高达数十兆赫兹。如此高的fp2在典型的第三型补偿器的设计中是很少能实现的，但这个设计并不太多地影响其噪音灵敏性，因为通过fzbpf和fp1的选择，提出的带通滤波器的通带增益被设置在15dB的中间值。另一方面，一个高的fp2有助于高频信号的快速设定。具体的实施例子中最终选择的Rbpf1，Rbpf2，Cbpf和Ccbpf分别是100千欧，20千欧，10pF和70fF。与常规第三型补偿器的R1和C3值相比较，这个设计大致节约了大约75％的电容面积。图12展示了带通滤波器的又一个具体实施例子，当DC增益大于一个单位时，将会是非常有好处的，因为Rbpf1和Rbpf3的比例构成了带通滤波器的DC增益。以上提到的发明具体实施方式给出许多具体的理论推导和解释，但是关于这个发明应提出一些说明和修正。比如，虽然上文所提到的低通过滤器只有一个极点，但零点和/或极点的合并是有可能的。类似的修正还有带通滤器的零点和极点的数量和位置也有可能给出所需要的频率反应。另外，PWM比较器的双信号路径是比较典型的情况，PWM比较器也是有可能兼容更多输入端的。当前第1页1 2 3