一种采用交叠双电源供电的三相逆变器的制作方法

本发明涉及将直流电转换成交流电的电力电子设备——逆变器。

背景技术：

逆变器是一种将直流电转换成交流电的电子装置，比如太阳电池阵列发出的直流电必须被转换成交流电才能送入电网中，或不间断电源将蓄电池发出的直流电转换成交流电临时为负载供电。

通常逆变器的直流输入电压会有一定范围的变化。比如太阳电池阵列的最大功率点电压会随温度和光照有很大变化，一般光伏逆变器设计成允许太阳电池阵列最大功率点电压的最高值和最低值相差1.8倍以上。单级逆变器为了能在最低直流输入电压下正常工作，只能采取低输出电压大输出电流的方案，这使逆变器的成本和损耗都增加。即使如此，目前非直接并网型的光伏逆变器产品还是以单级逆变器占绝大多数，这是因为，两级逆变器由于升压减小电流所带来的好处，不足以弥补前级升压器的成本和损耗。现有两级逆变器产品，多是因为输入电压不适于直接逆变而采用两级方案的。

现有的两级逆变器技术方案，没有利用前后级电路之间更多可能的联系，没有很好地利用前级电路减少后级电路的损耗。比如，现有后级采用三电平逆变电路的逆变器，仅靠两个电容分压获得直流侧中间电平输入端，并尽量维持分压电容的充放电平衡。这使得后级三电平逆变方案带来的好处很有限，仍不足以弥补增加前级升压器的成本和损耗。

现有的后级逆变电路采用三电平逆变电路的两级逆变器技术方案，总是设法维持中点电平的平衡，其主要原因是怕丢掉三电平逆变电路的一个重要优点：所用功率管的耐压值只需两电平逆变电路所用的一半。但在某些应用场合，舍弃这个优点以便换取更多其它的好处是更好的选择。

另一方面，现有产品前级升压电路采用boost升压器，这种电路升压的代价很大，比如升压一倍的情况，boost升压器中的功率管和电感器流过的电流是boost升压器输出电流的两倍，开关管开关前后其上电压的变化幅度为boost升压器输入电压的两倍。这种情况下，两级逆变器中仅前级boost升压器的开关损耗甚至比单级两电平三相逆变电路的开关损耗还大。

发明人已提交的申请号为201410372122.3、名称为一种四线输出变换器及由四线输出变换器组成的逆变器的专利申请中，使用了交叠双电源供电的前级变换器，比boost升压器类型的前级电路具有明显优势，但它没有调节两条中间电平线的电压的部件，其后级三相逆变电路施加在输出滤波电抗器上的电压仍大，使得输出滤波电抗器的成本和损耗不能大幅降低。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于提供一种采用交叠双电源供电的三相逆变器，以解决现有技术存在的问题。

为解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案：

一种采用交叠双电源供电的三相逆变器，它由依次连接的前级变换电路、后级逆变电路和输出滤波器F构成，后级逆变电路是四输入后级逆变电路B2，所述四输入后级逆变电路B2是具有四个直流侧输入端的三相逆变电路；前级变换电路通过后级逆变电路直流侧的高电平线P、髙中间电平线MP、低中间电平线MN、低电平线N为后级逆变电路直流侧供电，后级逆变电路的三个输出端分别连接输出滤波器F的三个输入端；所述前级变换电路，由第一直流电源E1和第二直流电源E2供电，包括第一电容C1、第二电容C2、第一前级电路A1、第二前级电路A3和第二前级电路A4；其中：

第一直流电源E1与第一电容C1并联，第二直流电源E2与第二电容C2并联；第一直流电源E1的正极与第一前级电路A1的第一接入端、高电平线P连接，第一直流电源E1的负极与第一前级电路A1的第二接入端E1n连接；第二直流电源E2的正极与第一前级电路A1的第三接入端E2p连接，第二直流电源E2的负极与第一前级电路A1的第四接入端、低电平线N连接。

第一前级电路A1是将第一直流电源E1和第二直流电源E2的电能变换后经高电平线P和低电平线N输出可调电流给后级逆变电路的开关模式变换器；第一前级电路A1通过其第一接入端连接高电平线P，通过其第四接入端连接低电平线N。

第三前级电路A3是为高中间电平线MP提供可调电流的开关模式变换器；第三前级电路A3，与高电平线P或/和第一前级电路A1的第三接入端E2p相连，高中间电平线MP连接第三前级电路A3的输出端，此外，第三前级电路A3还与低电平线N相连、或与第一前级电路A1的第二接入端E1n相连、或与低电平线N及低中间电平线MN相连。

第四前级电路A4是为低中间电平线MN提供可调电流的开关模式变换器；第四前级电路A4，与低电平线N或/和第一前级电路A1的第二接入端E1n相连，低中间电平线MN连接第四前级电路A4的输出端，此外，第四前级电路A4还与高电平线P相连、或与第一前级电路A1的第三接入端E2p相连、或与高电平线P及高中间电平线MP相连。

第一前级电路A1至少提供第一电感放电通路和第二电感放电通路，或者至少提供一个双效电感充电通路；其中，第一电感放电通路是从低电平线N到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电感放电通路，它形成从低电平线N到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电流，使第一直流电源E1能通过高电平线P和低电平线N释放电能；第二电感放电通路是从第一前级电路A1的第三接入端E2p到高电平线P的电感放电通路，它形成从第一前级电路A1的第三接入端E2p到高电平线P的电流，使第二直流电源E2能通过高电平线P和低电平线N释放电能；双效电感充电通路是指从第一前级电路A1的第三接入端E2p到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电感充电通路，它形成从第一前级电路A1的第三接入端E2p到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电流，使得第一直流电源E1和第二直流电源E2能通过高电平线P和低电平线N释放电能。

第一前级电路A1具有第一电感放电通路、第二电感放电通路、第一电感充电通路、第二电感充电通路，第一电感充电通路和第二电感充电通路构成所述双效电感充电通路；第一前级电路A1的电路由第一电感L1、第二电感L2、第一开关管T1，第二开关管T2、第一二极管D1、第二二极管D2组成；其中，第一电感L1的第一端连接第二接入端E1n，第一电感L1的第二端连接第一二极管D1的负极、第一开关管T1的第二端，第一二极管D1的正极连接低电平线N，第一开关管T1的第一端连接第一前级电路A1的第三接入端E2p；第二电感L2的第一端连接第一前级电路A1的第三接入端E2p，第二电感L2的第二端连接第二二极管D2的正极和第二开关管T2的第一端，第二二极管D2的负极连接高电平线P，第二开关管T2的第二端连接第一前级电路A1的第二接入端E1n；由第一电感L1和第一二极管D1串联构成第一电感放电通路，由第二电感L2和第二二极管D2串联构成第二电感放电通路，由第一电感L1和第一开关管T1串联构成第一电感充电通路，由第二电感L2和第二开关管T2串联构成第二电感充电通路。

第三前级电路A3是以第一前级电路A1的第三接入端E2p为输入端、高中间电平线MP为输出端、低电平线N为公共端的Buck变换器，其中：第一前级电路A1的第三接入端E2p连接第三开关管T3的第一端，第三开关管T3的第二端连接第三电感L3的第一端和第三二极管D3的负极，第三二极管D3的正极接低电平线N，第三电感L3的第二端接高中间电平线MP；第四前级电路A4是以第一前级电路A1的第二接入端E1n为输入端、低中间电平线MN为输出端、高电平线P为公共端的负向Buck变换器，其中：第一前级电路A1的第二接入端E1n连接第四开关管T4的第二端，第四开关管T4的第一端连接第四电感L4的第一端和第四二极管D4的正极，第四二极管D4的负极接高电平线P，第四电感L4的第二端接低中间电平线MN。

第三前级电路A3是以第一前级电路A1的第三接入端E2p为输入端、高中间电平线MP为输出端、低电平线N为公共端的软开关模式Buck变换器；第四前级电路A4是以第一前级电路A1的第二接入端E1n为输入端、低中间电平线MN为输出端、高电平线P为公共端的软开关模式负向Buck变换器。

第三前级电路A3是以高电平线P为输入端、高中间电平线MP为输出端、低电平线N为公共端的Buck变换器，其中：高电平线P连接第五开关管T5的第一端，第五开关管T5的第二端连接第五电感L5的第一端和第五二极管D5的负极，第五二极管D5的正极接低电平线N，第五电感L5的第二端接高中间电平线MP；第四前级电路A4是以低电平线N为输入端、低中间电平线MN为输出端、高电平线P为公共端的负向Buck变换器，其中：低电平线N连接第六开关管T6的第二端，第六开关管T6的第一端连接第六电感L6的第一端和第六二极管D6的正极，第六二极管D6的负极接高电平线P，第六电感L6的第二端接低中间电平线MN。

第三前级电路A3是以第一前级电路A1的第三接入端E2p为输入端、高中间电平线MP为输出端、第一前级电路A1的第二接入端E1n为续流提供点的Buck变换器，其中：第一前级电路A1的第三接入端E2p连接第七开关管T7的第一端，第七开关管T7的第二端连接第七电感L7的第一端和第七二极管D7的负极，第七二极管D7的正极接第一前级电路A1的第二接入端E1n，第七电感L7的第二端接高中间电平线MP；第四前级电路A4是以第一前级电路A1的第二接入端E1n为输入端、低中间电平线MN为输出端、第一前级电路A1的第三接入端E2p为续流提供点的负向Buck变换器，其中：第一前级电路A1的第二接入端E1n连接第八开关管T8的第二端，第八开关管T8的第一端连接第八电感L8的第一端和第八二极管D8的正极，第八二极管D8的负极接第一前级电路A1的第三接入端E2p，第八电感L8的第二端接低中间电平线MN。

一种采用交叠双电源供电的三相逆变器，它由依次连接的前级变换电路、后级逆变电路和输出滤波器F构成，后级逆变电路是四输入后级逆变电路B2，所述四输入后级逆变电路B2是具有四个直流侧输入端的三相逆变电路；前级变换电路通过后级逆变电路直流侧的高电平线P、髙中间电平线MP、低中间电平线MN、低电平线N为后级逆变电路直流侧供电，后级逆变电路的三个输出端分别连接输出滤波器F的三个输入端；所述前级变换电路，由第一直流电源E1和第二直流电源E2供电，包括第一电容C1、第二电容C2、第一前级电路A1、第二前级电路A3和第二前级电路A4；其中：

第一直流电源E1与第一电容C1并联，第二直流电源E2与第二电容C2并联；第一直流电源E1的正极与第一前级电路A1的第一接入端、高电平线P连接，第一直流电源E1的负极与第一前级电路A1的第二接入端E1n连接；第二直流电源E2的正极与第一前级电路A1的第三接入端E2p连接，第二直流电源E2的负极与第一前级电路A1的第四接入端、低电平线N连接。

第一前级电路A1是将第一直流电源E1和第二直流电源E2的电能变换后经高电平线P和低电平线N输出可调电流给后级逆变电路的开关模式变换器；第一前级电路A1通过其第一接入端连接高电平线P，通过其第四接入端连接低电平线N。

第三前级电路A3是为高中间电平线MP提供可调电流的开关模式变换器；第三前级电路A3，与高电平线P或/和第一前级电路A1的第三接入端E2p相连，高中间电平线MP连接第三前级电路A3的输出端，此外，第三前级电路A3还与低电平线N相连、或与第一前级电路A1的第二接入端E1n相连、或与低电平线N及低中间电平线MN相连。

第四前级电路A4是为低中间电平线MN提供可调电流的开关模式变换器；第四前级电路A4，与低电平线N或/和第一前级电路A1的第二接入端E1n相连，低中间电平线MN连接第四前级电路A4的输出端，此外，第四前级电路A4还与高电平线P相连、或与第一前级电路A1的第三接入端E2p相连、或与高电平线P及高中间电平线MP相连。

设三相负载瞬时电压处于最高的一相为H相，瞬时电压处于最低的一相为L相，瞬时电压处于中间的相为M相，VPN是高电平线P与低电平线N的电压差，所述采用交叠双电源供电的三相逆变器在一个工频周期的至少50%的时间采用下述工作方式中的至少一种：

（1）第一工作方式：通过第三前级电路A3调节高中间电平线MP的电压，使高中间电平线MP的电压偏向高电平线P，或/并通过第四前级电路A4调节低中间电平线MN的电压，使低中间电平线MN的电压偏向低电平线N；

（2）第二工作方式：通过第三前级电路A3调节高中间电平线MP的电压或通过第四前级电路A4调节低中间电平线MN的电压，同时第一前级电路A1调节输出电流进而改变VPN，使得输出滤波器F中各相的电感器件两端的电压差小于VPN/10；

（3）第三工作方式：通过第三前级电路A3调节高中间电平线MP的电压或通过第四前级电路A4调节低中间电平线MN的电压，同时第一前级电路A1调节输出电流进而改变VPN，使得后级逆变电路中开关管的开关频率低至零。

本发明的有益效果：

（1）所用交叠双电源供电的前级电路既适于为后级创造好的工作条件，成本和损耗又低。交叠双电源供电的新型变换器作为前级电路，非常适合为后级三电平直流侧提供电流，新增的为中间电平线提供电流的电路，能很好利用交叠双电源的条件，可以分担第一前级电路的功率，几乎不增加前级电路的总损耗，这样就用很小的代价获得了为后级创造好的工作条件的目的。此外，交叠双电源供电的第一前级电路本身相比boost升压器类型的前级电路具有明显优势，成本和损耗均很低。普通两级逆变器由于升压减小电流所带来的好处仍然保留。

（2）可以大幅降低后级逆变电路的开关损耗并大幅降低输出滤波器的成本和损耗。前级电路为后级逆变电路直流侧的中间电平线提供电流而不是像现有三电平逆变电路靠后级电路维持中间电平线的电流平衡，前级电路可以调节两条中间电平线的电压，使后级逆变电路中开关管开关前后其上电压的变化幅度减小或/和减小后级逆变电路中开关管的开关频率。进一步，可以做到后级逆变电路中只有一相的开关管做维持伏秒平衡的开关动作，且开关前后其上电压的变化幅度很小，相应地，后级三相逆变电路中的三相滤波电抗器上所施加的电压也很小。再进一步，第一前级电路还可调节后级逆变电路直流侧的高电平线和低电平线的电压差，使得部分时间内后级逆变电路中所有开关管都不开关动作，相应地，后级三相逆变电路后接的输出滤波器上所施加的电压近于零。开关管开关前后其上电压的变化幅度很小，这使得输出滤波器只需不大的电感值，其成本和损耗可大大下降，同时后级逆变电路的开关损耗也大幅下降。和单级逆变器相比，所减少的成本和损耗能够弥补增加前级电路带来的成本和损耗，这使得两级逆变器在成本和效率方面可以和单级逆变器竞争；和现有两级逆变器中后级采用的普通三电平逆变电路相比，大约可节省一半的输出滤波器成本，损耗也显著降低。

（3）具有减小漏电流的效果。在逆变器工作时，由于后级逆变电路中开关管的高频开关，三相交流输出线和直流电源电极的电压差会有高频波动，它可能会引发超标的漏电流。本发明提供的逆变器电路，后级逆变电路中开关管开关前后其上电压的变化幅度小，有时还可以不开关，因而可减小漏电流。

附图说明

图1是现有两级逆变器的电路原理图。

图2是申请号为201410372122.3的专利申请提供的两级逆变器结构。

图3是本发明的交叠双电源供电的具有两条中间电平线的两级逆变器结构图。

图4是本发明的第一前级电路A1的一种实现电路原理图。

图5是本发明的第一前级电路A1的另一种实现电路原理图。

图6是本发明的第三前级电路A3的实现电路原理图之一。

图7是本发明的第四前级电路A4的实现电路原理图之一。

图8是本发明的第三前级电路A3的实现电路原理图之二。

图9是本发明的第四前级电路A4的实现电路原理图之二。

图10是本发明的第三前级电路A3的实现电路原理图之三。

图11是本发明的第四前级电路A4的实现电路原理图之三。

图12是本发明的第三前级电路A3的实现电路原理图之四。

图13是本发明的第四前级电路A4的实现电路原理图之四。

图14是本发明的第三前级电路A3的实现电路原理图之五。

图15是本发明的第四前级电路A4的实现电路原理图之五。

图16是本发明的第三前级电路A3的实现电路原理图之六。

图17是本发明的第四前级电路A4的实现电路原理图之六。

图18是本发明的第三前级电路A3的实现电路原理图之七。

图19是本发明的第四前级电路A4的实现电路原理图之七。

图20是本发明的四输入后级逆变电路B2的实现电路原理图之一。

图21是本发明的四输入后级逆变电路B2的实现电路原理图之二。

图22是本发明的四输入后级逆变电路B2的实现电路原理图之三。

图23是本发明实施例的主拓扑电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

实施例1：

参见图3和图23，本实施例的一种采用交叠双电源供电的三相逆变器，它由前级变换电路、后级逆变电路和输出滤波器构成。

后级逆变电路是四输入后级逆变电路B2，四输入后级逆变电路B2是直流侧具有四个输入端的三相逆变电路，四输入后级逆变电路B2的直流侧连接线有高电平线P、高中间电平线MP、低中间电平线MN和低电平线N，前级变换电路通过后级逆变电路直流侧的高电平线P、髙中间电平线MP、低中间电平线MN、低电平线N为后级逆变电路直流侧供电，后级逆变电路的三个输出端分别连接输出滤波器F的三个输入端，四输入后级逆变电路B2的三个输出端是：B2-a端、B2-b端、B2-c端；输出滤波器F可以采用L型三相滤波器或LC型三相滤波器或LCL型三相滤波器。

四输入后级逆变电路B2的一种形式是四输入三电平三相逆变电路，它是直流侧具有高电平线P、低电平线N、流过正向电流的高中间电平线MP和流过负向电流的低中间电平线MN的三电平三相逆变电路。普通三电平三相逆变电路的一个中间电平线是流过双向电流的，将其分为两个单向线：高中间电平线MP和低中间电平线MN，并引到外部，就形成四输入三电平三相逆变电路。四输入三电平三相逆变电路虽然具有四个直流侧输入线，但交流输出电流为正的相只能利用两个中间电平输入线中的高中间电平线MP，交流输出电流为负的相只能利用两个中间电平输入线中的低中间电平线MN，所以从一个相来看该电路还是三电平的。不过同一时刻交流输出电流方向不同的两个相却可以分别使用两个中间电平输入线，从这一点看该电路又和四电平逆变电路相似。

四输入后级逆变电路B2的另一种形式是四电平三相逆变电路，它的直流侧的高中间电平线MP和低中间电平线MN都能流过双向电流。

前级变换电路，由第一直流电源E1和第二直流电源E2供电，包括第一电容C1、第二电容C2、第一前级电路A1、第二前级电路A3和第二前级电路A4；其中：

第一直流电源E1与第一电容C1并联，第二直流电源E2与第二电容C2并联；第一直流电源E1的正极与第一前级电路A1的第一接入端、高电平线P连接，第一直流电源E1的负极与第一前级电路A1的第二接入端E1n连接；第二直流电源E2的正极与第一前级电路A1的第三接入端E2p连接，第二直流电源E2的负极与第一前级电路A1的第四接入端、低电平线N连接；

第一前级电路A1是将第一直流电源E1和第二直流电源E2的电能变换后经高电平线P和低电平线N输出可调电流给后级逆变电路的开关模式变换器；第一前级电路A1通过其第一接入端连接高电平线P，通过其第四接入端连接低电平线N；第一前级电路A1至少提供第一电感放电通路和第二电感放电通路，或者至少提供一个双效电感充电通路；其中，第一电感放电通路是从低电平线N到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电感放电通路，它形成从低电平线N到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电流，使第一直流电源E1能通过高电平线P和低电平线N释放电能；第二电感放电通路是从第一前级电路A1的第三接入端E2p到高电平线P的电感放电通路，它形成从第一前级电路A1的第三接入端E2p到高电平线P的电流，使第二直流电源E2能通过高电平线P和低电平线N释放电能；双效电感充电通路是指从第一前级电路A1的第三接入端E2p到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电感充电通路，它形成从第一前级电路A1的第三接入端E2p到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电流，不仅给电感充电，还使得第一直流电源E1和第二直流电源E2能通过高电平线P和低电平线N释放电能，具有双重效果。

第一直流电源E1和第二直流电源E2不能直接通过高电平线P和低电平线N释放电能，要靠第一前级电路A1提供电感充电或/和放电通路通过高电平线P和低电平线N释放电能。第一前级电路A1作为开关模式的变换器，其中必然含有电感充电通路和电感放电通路，开关模式变换器的工作过程就是利用开关管的通和断，交替接通电感充电通路和电感放电通路。选取不同的电感充电通路和电感放电通路，就可得到不同的第一前级电路A1。由于可选择的连接点有高电平线P、第二接入端E1n、第三接入端E2p、低电平线N、中间电平线等多个，还可以用电容产生新的连接点，此外，构成电感充/放电通路的形式也有所不同，因此，第一前级电路A1的实现电路可以非常多。不排除今后出现有创造性的第一前级电路A1的实现形式，但它在应用于本发明提供的逆变器电路的时候，仅是在本发明基础上的局部创新。用非创造性的方法可以获得第一前级电路A1的实现电路的很多变形，比如在每种电路的基础上可加入各种现有软开关辅助电路构成软开关模式的电路，还可采用多套小电流电路并联模式，并联模式有减少电流纹波等优点。

基本的开关模式变换器中的电感充电通路由一个电感和一个开关管串联构成，该电感的放电通路由该电感和一个二极管串联构成。但也可以有其它形式，比如电感放电通路由一个电感和一个MOSFET串联构成，有降低导通压降的作用。有些变换器的电感充/放电通路由两个开关管或/和二极管和电感串联构成，比如buck变换器后接boost变换器且共用电感构成的升-降压变换器，又比如某些软开关模式的变换器。

第三前级电路A3是为高中间电平线MP提供可调电流的开关模式变换器。第三前级电路A3，与高电平线P或/和第一前级电路A1的第三接入端E2p相连，高中间电平线MP连接第三前级电路A3的输出端，此外，第三前级电路A3还与低电平线N相连、或与第一前级电路A1的第二接入端E1n相连、或与低电平线N及低中间电平线MN相连。

第三前级电路A3的电流输入端可以是高电平线P、第一前级电路A1的第三接入端E2p或兼而有之，续流提供点可以是低电平线N、或第一前级电路A1的第二接入端E1n、或低中间电平线MN、或兼而有之，因此可以形成多种实现电路，在此基础上还可以加入软开关辅助电路构成软开关模式的变换器，还可以采用多套电路并联的模式；通过第三前级电路A3可调节高中间电平线MP的电压。

第四前级电路A4是为低中间电平线MN提供可调电流的开关模式变换器。第四前级电路A4，与低电平线N或/和第一前级电路A1的第二接入端E1n相连，低中间电平线MN连接第四前级电路A4的输出端，此外，第四前级电路A4还与高电平线P相连、或与第一前级电路A1的第三接入端E2p相连、或与高电平线P及高中间电平线MP相连。

第四前级电路A4的电流输入端可以是低电平线N、第一前级电路A1的第二接入端E1n或兼而有之，续流提供点可以是高电平线P、或第一前级电路A1的第三接入端E2p、或高中间电平线MP、或兼而有之，因此可以形成多种实现电路，在此基础上还可以加入软开关辅助电路构成软开关模式的变换器，还可以采用多套电路并联的模式；通过第四前级电路A4可调节低中间电平线MN的电压。

图4是第一前级电路A1的一种具体实现电路，它由第一电感L1、第二电感L2、第一开关管T1，第二开关管T2、第一二极管D1、第二二极管D2组成，其中第一电感L1的第一端连接第一前级电路A1的第二接入端E1n，第一电感L1的第二端连接第一二极管D1的负极和第一开关管T1的第二端，第一二极管D1的正极连接低电平线N，第一开关管T1的第一端连接第一前级电路A1的第三接入端E2p；第二电感L2的第一端连接第一前级电路A1的第三接入端E2p，第二电感L2的第二端连接第二二极管D2的正极和第二开关管T2的第一端，第二二极管D2的负极连接高电平线P，第二开关管T2的第二端连接第一前级电路A1的第二接入端E1n。

图4实现的第一前级电路A1，具有第一电感放电通路、第二电感放电通路、第一电感充电通路、第二电感充电通路，由第一电感L1和第一二极管D1串联构成第一电感放电通路，由第二电感L2和第二二极管D2串联构成第二电感放电通路，由第一电感L1和第一开关管T1串联构成第一电感充电通路，由第二电感L2和第二开关管T2串联构成第二电感充电通路，第一电感充电通路和第二电感充电通路都是双效电感充电通路。这样，电感充电和放电的时候都能形成两个直流电源通过高电平线P和低电平线N释放电能的通路，且有两个双效电感充电通路分担电流，因此该电路性能很好。

如图5所示的第一前级电路A1，选择了第二直流电源E2的正极到负极为电感充电通路，就形成了普通的boost升压变换器。还选择了第一直流电源E1的正极到负极为另一电感充电通路，就形成了普通的负向boost升压变换器。由于该电路中的电感充电通路不是双效电感充电通路，即电感充电时直流电源不能通过高电平线P和低电平线N释放电能，直流电源只能在电感放电时通过高电平线P和低电平线N释放电能，因此，boost升压变换器性能不如图4实现的第一前级电路A1。

如图6所示的电路是第三前级电路A3的一种实现形式，它是一个以第一前级电路A1的第三接入端E2p为输入端、高中间电平线MP为输出端、低电平线N为公共端的Buck变换器，把电流从第一前级电路A1的第三接入端E2p变换到高中间电平线MP。其中：第一前级电路A1的第三接入端E2p连接第三开关管T3的第一端，第三开关管T3的第二端连接第三电感L3的第一端和第三二极管D3的负极，第三二极管D3的正极接低电平线N，第三电感L3的第二端接高中间电平线MP。该电路利用了交叠双电源提供有中间供电端的特点，可以分担前级电路的功率，因而可以提高整个逆变器的效率。

在图6所示的Buck变换器电路的基础上，加入软开关辅助电路，就可以形成软开关模式的Buck变换器，即可得到第三前级电路A3是以第一前级电路A1的第三接入端E2p为输入端、高中间电平线MP为输出端、低电平线N为公共端的软开关模式Buck变换器。现有软开关辅助电路有多种。

如图7所示的电路是第四前级电路A4的一种实现形式，它是一个以第一前级电路A1的第二接入端E1n为输入端、低中间电平线MN为输出端、高电平线P为公共端的负向Buck变换器，把电流从第一前级电路A1的第二接入端E1n变换到低中间电平线MN。其中：第一前级电路A1的第二接入端E1n连接第四开关管T4的第二端，第四开关管T4的第一端连接第四电感L4的第一端和第四二极管D4的正极，第四二极管D4的负极接高电平线P，第四电感L4的第二端接低中间电平线MN。该电路利用了交叠双电源提供有中间供电端的特点，可以分担前级电路的功率，因而可以提高整个逆变器的效率。

在图7所示的负向Buck变换器电路的基础上，加入软开关辅助电路，就可以形成软开关模式的负向Buck变换器，即可得到第四前级电路A4是以第一前级电路A1的第二接入端E1n为输入端、低中间电平线MN为输出端、高电平线P为公共端的软开关模式负向Buck变换器。现有软开关辅助电路有多种。

如图8所示的电路是第三前级电路A3的一种实现形式，它是一个以高电平线P为输入端、高中间电平线MP为输出端、低电平线N为公共端的Buck变换器，把电流从高电平线P变换到高中间电平线MP。其中：高电平线P连接第五开关管T5的第一端，第五开关管T5的第二端连接第五电感L5的第一端和第五二极管D5的负极，第五二极管D5的正极接低电平线N，第五电感L5的第二端接高中间电平线MP。这个电路使高中间电平线MP的电压具有大的可调范围。

如图9所示的电路是第四前级电路A4的一种实现形式，它是一个以低电平线N为输入端、低中间电平线MN为输出端、高电平线P为公共端的负向Buck变换器，把电流从低电平线N变换到低中间电平线MN。其中：低电平线N连接第六开关管T6的第二端，第六开关管T6的第一端连接第六电感L6的第一端和第六二极管D6的正极，第六二极管D6的负极接高电平线P，第六电感L6的第二端接低中间电平线MN。这个电路使低中间电平线MN的电压具有大的可调范围。

如图10所示的电路是第三前级电路A3的一种实现形式，它是一个三电平Buck变换器，把电流从高电平线P及第一前级电路A1的第三接入端E2p变换到高中间电平线MP。

如图11所示的电路是第四前级电路A4的一种实现形式，它是一个三电平负向Buck变换器，把电流从低电平线N和第一前级电路A1的第二接入端E1n变换到低中间电平线MN。

如图12所示的电路是第三前级电路A3的一种实现形式，它由一个Buck变换器后再接一个boost变换器组成，把电流从第一前级电路A1的第三接入端E2p变换到高中间电平线MP。该电路能使高中间电平线MP的电压既能高于也能低于第一前级电路A1的第三接入端E2p的电压。

如图13所示的电路是第四前级电路A4的一种实现形式，它是一个负向Buck变换器后再接一个负向boost变换器组成，把电流从第一前级电路A1的第二接入端E1n变换到低中间电平线MN。该电路能使低中间电平线MN的电压既能高于也能低于第一前级电路A1的第二接入端E1n的电压。

如图14所示的电路是第三前级电路A3的一种实现形式，它是一个以第一前级电路A1的第三接入端E2p为输入端、高中间电平线MP为输出端、低中间电平线MN及低电平线N为续流提供点的Buck变换器，该电路把电流从第一前级电路A1的第三接入端E2p变换到高中间电平线MP，同时也能为低中间电平线MN提供部分电流，即该第三前级电路A3的实现形式兼有第四前级电路A4的功能。

如图15所示的电路是第四前级电路A4的一种实现形式，它是一个以第一前级电路A1的第二接入端E1n为输入端、低中间电平线MN为输出端、高中间电平线MP及高电平线P为续流提供点的负向Buck变换器，该电路把电流从第一前级电路A1的第二接入端E1n变换到低中间电平线MN，同时也能为高中间电平线MP提供部分电流，即该第四前级电路A4的实现形式兼有第三前级电路A3的功能。

如图16所示的电路是第三前级电路A3的一种实现形式，它是一个以第一前级电路A1的第三接入端E2p为输入端、高中间电平线MP为输出端、第一前级电路A1的第二接入端E1n为续流提供点的Buck变换器，把电流从第一前级电路A1的第三接入端E2p变换到高中间电平线MP。其中：第一前级电路A1的第三接入端E2p连接第七开关管T7的第一端，第七开关管T7的第二端连接第七电感L7的第一端和第七二极管D7的负极，第七二极管D7的正极接第一前级电路A1的第二接入端E1n，第七电感L7的第二端接高中间电平线MP。

如图17所示的电路是第四前级电路A4的一种实现形式，它是一个以第一前级电路A1的第二接入端E1n为输入端、低中间电平线MN为输出端、第一前级电路A1的第三接入端E2p为续流提供点的负向Buck变换器，把电流从第一前级电路A1的第二接入端E1n变换到低中间电平线MN。其中：第一前级电路A1的第二接入端E1n连接第八开关管T8的第二端，第八开关管T8的第一端连接第八电感L8的第一端和第八二极管D8的正极，第八二极管D8的负极接第一前级电路A1的第三接入端E2p，第八电感L8的第二端接低中间电平线MN。

如图18所示的电路是第三前级电路A3的一种实现形式，它是一个半桥式逆变电路，半桥正端接第一前级电路A1的第三接入端E2p，半桥负端接第一前级电路A1的第二接入端E1n，输出端接高中间电平线MP；它可以为高中间电平线MP提供双向电流，使高中间电平线MP电压可以快速下降，有利于降低逆变器的控制难度，但该电路使用了两个开关管。此外，如果四输入后级逆变电路B2采用图22所示的四电平三相逆变电路，则必须配用图18所示的第三前级电路A3 或其它可为高中间电平线MP提供双向电流的第三前级电路。

如图19所示的电路是第四前级电路A4的一种实现形式，它是一个半桥式逆变电路，半桥正端接第一前级电路A1的第三接入端E2p，半桥负端接第一前级电路A1的第二接入端E1n，输出端接低中间电平线MN；它可以为低中间电平线MN提供双向电流，使低中间电平线MN电压可以快速上升，有利于降低逆变器的控制难度，但该电路使用了两个开关管。此外，如果四输入后级逆变电路B2采用图22所示的四电平三相逆变电路，则必须配用图19所示的第四前级电路A4或其它可为低中间电平线MN提供双向电流的第四前级电路。

如图20所示为四输入后级逆变电路B2的一种实现形式，它是普通T型三电平三相逆变电路的一种变形。普通T型三电平三相逆变电路的一个中间电平输入线是流过双向电流的，将其分为两个单向线：流过正向电流的高中间电平线MP和流过负向电流低中间电平线MN且分别由前级提供电流，就是如图20所示的电路。

如图21所示为四输入后级逆变电路B2的一种实现形式，它是普通NPC型三电平三相逆变电路的一种变形。普通NPC型三电平三相逆变电路的一个中间电平输入线是流过双向电流的，将其分为两个单向线：流过正向电流的高中间电平线MP和流过负向电流低中间电平线MN且分别由前级提供电流，就是如图21所示的电路。

如图22所示为四输入后级逆变电路B2的一种实现形式，这是四电平三相逆变电路的一种。后级采用四电平三相逆变电路可进一步降低后级电路的损耗，但结构也更复杂。

实施例2：

参见图3和图23，本实施例的电路结构部分和实施例1相同。

本实施例的工作方式特征如下：

设三相负载瞬时电压处于最高的一相为H相，瞬时电压处于最低的一相为L相，瞬时电压处于中间的相为M相，V_PN是高电平线P与低电平线N的电压差，本实施例在一个工频周期的至少50%的时间采用下述工作方式中的至少一种：

（1）通过第三前级电路A3调节高中间电平线MP的电压，使高中间电平线MP的电压偏向高电平线P，即高电平线P和高中间电平线MP的电压差V_PMP<V_PN/2，或/并通过第四前级电路A4调节低中间电平线MN的电压，使低中间电平线MN的电压偏向低电平线N，即低中间电平线MN和低电平线N的电压差V_MNN<V_PN/2。事实上，为尽量减少损耗，高中间电平线MP的电压应尽量偏向高电平线P，低中间电平线MN的电压应尽量偏向低电平线N，这样就使后级逆变电路中开关管的开关幅度（指一个开关管开关前后该开关管上电压变化幅度）尽量小，从而降低后级逆变电路的损耗。记本工作方式为第一工作方式。

（2）通过第三前级电路A3调节高中间电平线MP的电压或通过第四前级电路A4调节低中间电平线MN的电压，同时第一前级电路A1调节输出电流进而改变V_PN，使得输出滤波器F中各相的电感器件两端的电压差小于V_PN/10，这样在使用相同输出滤波器F的条件下，相比普通三电平三相逆变电路，开关频率可降至一半或电感器磁通变化幅度小一半。当然使输出滤波器F中电感器件两端的电压差更低，就能使后级逆变电路中开关管的开关频率更低或/且输出滤波器F中电感器磁通变化幅度更低，损耗也更低。记本工作方式为第二工作方式；

（3）通过第三前级电路A3调节高中间电平线MP的电压或通过第四前级电路A4调节低中间电平线MN的电压，同时第一前级电路A1调节输出电流进而改变V_PN，使得输出滤波器F中各相的电感器件两端的电压差为适当的小值，从而使后级逆变电路中开关管的开关频率低至零，这时，四输入后级逆变电路B2中：M相的开关管始终接通M相的输出端与高中间电平线MP（M相输出电流为正时）或M相的开关管始终接通M相的输出端与低中间电平线MN（M相输出电流为负时），H相的开关管始终接通H相的输出端与高电平线P，L相的开关管始终接通L相的输出端与低电平线N。记本工作方式为第三工作方式。

开关模式变换器靠高频电子开关维持其中电感器件的伏秒平衡，但如果电感器件两端的电压差很小，则可以降低开关管的开关频率或降低电感器磁通变化幅度，相应地可以降低损耗。对于三相逆变的情况，如果通过前级电路调节后级逆变电路的直流侧输入端的电压，使得三相输出滤波器中的电感器件两端的电压差很小，则可以降低三相逆变电路中开关管的开关频率或降低电感器磁通变化幅度，相应地可以降低损耗；如果三相输出滤波器中的电感器件两端的电压差很小且恰好等于改变每相电感器电流所需的电压差，就不必进行维持伏秒平衡的开关，在一段时间内四输入后级逆变电路中的开关管均不动作，此时后级逆变电路没有开关损耗和高频磁损耗。记上述恰好改变每相电感器电流所需的电压差为引导电压。

V_PN的可调范围会受到直流电源电压的限制。比如采取图4方案的第一前级电路A1的输出电压V_PN不能低于第一直流电源E1的电压及第二直流电源E2的电压的高者，在直流电源电压较高时，则全部时间或部分时间V_PN不能低到第三及第二工作方式所要求的值，此时可选择第一工作方式。

在直流电源电压足够高，或输出功率因数不为1时，会有少部分时间不能或不宜采用第一工作方式，但大部分时间中适宜工作于第一工作方式，因此以50%的时间为指标。

此外，在要求低失真正弦输出时，采用第三工作方式的控制难度比较大，为降低控制难度，也可考虑选择第二工作方式。

采用第三工作方式时后级逆变电路没有开关损耗和高频磁损耗，但如果要求全部时间采用第三工作方式，则第一直流电源E1及第二直流电源E2的电压允许变化幅度会比较小，且第三前级电路A3、第四前级电路A4及四输入后级逆变电路B2必须用比本发明图示的实现电路更复杂的电路实现，这样会得不偿失，因此选择仅部分时间段采用第三工作方式比较好。

下面以有具体数值的例子进一步说明本实施例的工作方式：

1）设逆变器输出线电压380V三相交流电，第一直流电源E1及第二直流电源E2的电压为580V，则负载H相和L相的电压差V_HL在467V到540V之间变化，本实施例所用的第一前级电路A1的输出电压V_PN不能低于580V，始终高于V_HL，所以不具有第二和第三工作方式的条件，只能采用第一工作方式。可以使第一前级电路A1维持V_PN=600V，以低电平线N为电压零点，设M相输出电流为正，当负载H相与M相的电压差+引导电压<150V时，第三前级电路A3使高中间电平线MP电压为450V，则V_PMP=150V，第四前级电路A4使低中间电平线MN电压为150V，则V_MNN=150V，四输入后级逆变电路B2中M相和H相的开关管在高电平线P和高中间电平线MP之间开关，开关幅度为V_PMP=150V，L相的开关管在低中间电平线MN和低电平线N之间开关，开关幅度为V_MNN=150V。当负载H相与M相的电压差+引导电压>150V时，第三前级电路A3调整高中间电平线MP电压使V_PMP=负载H相与M相的电压差+引导电压，四输入后级逆变电路B2中M相和H相的开关管保持导通不动作，L相的开关管仍然在低中间电平线MN和低电平线N之间开关，开关幅度为V_MNN=150V。M相输出电流为负时情况相似。可见，除M相输出电流正负切换的很短时间外，后级电路中开关管的开关幅度均为150V，相比普通三电平三相逆变电路，开关幅度只有一半，损耗大幅降低。

2）设逆变器输出线电压380V三相交流电，第一直流电源E1及第二直流电源E2的电压为400V。以低电平线N为电压零点。设M相输出电流为正，当负载H相与M相的电压差+第一引导电压<90V时，第三前级电路A3调整高中间电平线MP的电压使高中间电平线MP电压为390V，第一前级电路A1调整输出电压V_PN=480V，则V_PMP=90V，四输入后级逆变电路B2中M相和H相的开关管在高电平线P和高中间电平线MP之间开关，开关幅度为V_PMP=90V，L相开关管保持导通不开关，第四前级电路A4不工作，此为第一工作方式；当负载H相与M相的电压差+第一引导电压>90V时，第一前级电路A1和第三前级电路A3使V_PMP= H相与M相的电压差+第一引导电压，且使V_PN= H相与L相的电压差+第二引导电压，可进入第三工作方式，后级电路的开关管均不开关动作。上述第一引导电压和第二引导电压是不同相的引导电压。M相输出电流为负时情况相似。可见，除少部分时间后级电路中开关管的开关幅度为90V，大部分时间开关管不动作，后级电路的开关损耗和磁损耗可降得非常低。