一种升压式数字控制有源功率因数校正变换器的制作方法

本发明涉及在开关电源中实施功率因数校正，尤其是通过数字化有源功率因数校正(APFC)技术，实现中小功率下的单相功率因数校正与大功率下的三相功率因数校正。

背景技术：

开关电源中实施功率因数校正意义：减小谐波含量，有利于降低对其他用电设备的干扰，功率因数的提高也忧虑与提高电网设备的利用率和节约电能；采用PFC措施后，电源的允许输入电压范围变大，可以达到90-265V(单相)，能适应世界各国不同的电网电压，大大提高了开关电源的可靠性和灵活性；采取PFC措施后，由于PFC电路的稳压作用，其输出电压是基本稳定的，有利于后级DC/DC变换电路的工作点保持稳定和提高控制精度；可以提高电网设备的安全性，在三相四线制电路中，3次谐波在中线中的电流同相位，导致中线电流很大，中线又无保护措施，致使中线有可能因过电流发热而引起火灾，损坏电气设备，采取PFC措施后，减小了谐波电流分量，减小了中线电流，可有效提高供电系统的可靠性；可提高开关电源灯电力电子装置自身的可靠性，如果不采取PFC措施，过大的尖峰脉冲电流，严重危害直流侧的滤波电容，引起二极管正向压降增加，导致功耗增加。

正是因为这些优点，经过过去几十年的发展，功率因数校正的模拟控制技术随着电力电子产品更加广泛的应用已经十分成熟，但仍然存在一些局限性。而数字PFC技术由于控制的高集成度、无器件参数漂移等优点，并且能够有效避免模拟信号的畸变、失真，减少杂散信号的干扰，已经得到广泛关注。另外，较PFC模拟控制系统而言，PFC数字控制系统还具有控制灵活、可移植性强、便于调试、方便实现网络化监控功能等优点。因此，将功率因数校正技术和数字控制技术相结合，实现数字化的PFC控制系统，已经成为电力电子技术的一个重要研究方向。采用PFC数字控制技术是提高功率因数校正电路系统性能的一个有效手段，并将最终实现开关电源的模块化、集成化、智能化和绿色化。

技术实现要素：

综上所述本发明提出一种升压式数字控制有源功率因数校正变换器，技术方案如下：

1.一种升压式数字控制有源功率因数校正变换器，它的组成包括：EMI电路1、带整流桥的升压电路2、采样电路3、数字控制芯片4和驱动电路5。EMI电路1输入是交流电压，输出作为带整流桥的升压电路2的输入，采样电路3采样带整流桥的升压电路中的整流输入电压V_in，电感电流I_L和输出电压V_o三个模拟量，采样电路3采样得到的三个模拟量输入到数字控制芯片4的模数转换模块中，驱动电路5的输入是数字控制芯片中PWM模块发出的占空比信号PWM，输出连接到带整流桥的升压电路中的两个MOSFET的栅极。

2.EMI电路1包括共模电感CM、差模滤波电容C1和C2、共模滤波电容C3和C4，交流市电从输入端输入，经过EMI滤波器后从输出端输出。差模滤波电容C1并联在输入端，之后共模电感CM的两个同名端分别连接在输入端两个端口上，差模滤波电容C2并联在共模电感CM的输出两端；共模滤波电容C3和C4串联后再跨接在C2的两端，位于C2之后，并且将C3和C4串联的中点接地，C3和C4的非接地端作为EMI电路1的输出端。

3.带整流桥的升压电路(2)包括D1～D4四个二极管构成不控整流桥；L为升压电感，磁芯材料为铁氧体，S₁和S₂使用两个相同型号的MOSFET作为开关管，并联使用，D为SiC二极管，C_in为无极性陶瓷电容，用来滤除输入电流的高频纹波，C_out为电解电容，用来维持输出电压不变；R_s为水泥电阻，用来检测电感电流，R_l为大功率负载电阻，EMI电路的输出从作为该电路的输入，D1～D4组成整流桥：D1和D3串联且D1的阳极与D3的阴极相连，D2和D4串联且D2的阳极与D4的阴极相连，串联之后再并联，D1的阳极和D4的阴极相连，为整流桥输出端的正极；D3和D4的阳极相连，作为整流桥输出端的负极，输入端连接在在整流桥的交流输入端子上，即图中D1的阳极和D4的阴极；整流桥后紧跟着并联一输入电容C_in，C_in两端分别接在整流桥输出的正、负极间，C_in之后是一个典型的升压电路结构，电路由一个电感L、一个二极管D和两个MOSFET(S1和S2)组成：电感L的一端连接在整流桥的输出端正极，另一端与二极管D的阳极、两个MOSFET(S1和S2)的漏极相连，二极管的阴极与输出电解电容C_out的正极相连，两个MOSFET(S1和S2)的源极与电解电容的负极相连，大功率负载电阻R_l并联在输出电容C_out之后；电阻R_s作为电感电流的采样电阻，串联在电路中，一端接C_in与整流桥负端连接点，另一端接S1的源极。

4.根据权利要求1所述的升压式数字控制有源功率因数校正变换器，其特征在于：采样电路3包括贴片电阻R1～R4，独石电容C1和C2，运算放大器，正电源Vcc和负电源Vee，带整流桥的升压电路中R_s接在C_in与整流桥负端的连结点作为该电路的输入，R1一端接输入，另一端接运算放大器的反相输入端，R2和R3串联之后一端接运算放大器的反向输入端，另一端接运算放大器的输出端，R4一端接运算放大器的正向输入端，另一端接地，C1一端接运算放大器的正电压输入端，另一端接地，C2一端接运算放大器的负电压输入端，另一端接地，正电源Vcc接运算放大器的正电压输入端，负电源Vee接运算放大器的负电压输入端；运算放大器的输出端作为电路的输出。

5.根据权利要求1所述的升压式数字控制有源功率因数校正变换器，其特征在于：驱动电路5包括驱动芯片IR4427S、电解电容C1、瓷片电容C2和15V正电源Vcc，数字控制芯片的PWM模块发出的占空比信号PWM_DSP作为电路的输入，连接在芯片IR4427S的INA和INB管脚，电解电容C1的正极接芯片的VCC管脚，负极接地，陶瓷电容C2的一端接C1的正极，另一端接C1的负极，15V电源Vcc接芯片的VCC管脚，芯片的OUTA和OUTB管脚发出的信号分别连接到带整流桥的升压电路中的两个MOSFET(S1和S2)的栅极。

本发明有如下积极作用：

1.功率因数校正(PFC)技术是开关电源必不可少的部分，是电力电子技术中重要应用领域，将数字控制技术与功率因数校正技术相结合可以克服模拟控制技术中存在的固有缺陷，具有性价比高、元器件数量少、控制算法灵活、开发周期短等优点。

2.单相升压式电流连续模式的有源功率因数校正适用于输出电压大于输入电压、且输出功率不高的场合。连续模式的升压型PFC的主要优点有：

1)输出电压大于输入电压峰值，当输入交流电压在85-265V时，输出电压可维持在直流400V左右；

2)因为输入电感的存在，降低了对输入滤波器设计的要求，减小了高频噪声，并且能够防止电网带来的高频瞬态冲击；

3)由于开关管的源极电位为零，不会出现悬浮电压的情况，因而利于设计开关管的驱动电路；

4)开关器件承受的电压不会大于输出电压值，开关器件应力小；

5)结构简单，易于实现，成本低。

3.提高功率因数校正(PFC)变换器的开关频率，可以减小磁性元器件的体积，包括升压电感和EMI电路中的共模电感，提高了变换器的功率密度，使变换器朝着模块化，小型化大方向发展。

4.将CoolMOS和SiC二极管应用于功率因数校正(PFC)电路中，可以大大提高变换器的效率，增加变换器的寿命，利于变换器的商业推广。

5.交错并联PFC电路是指由两个或两个以的基本变换器单元并联组成的PFC电路，每个变换器的开关管交错导通，即在开关周期内的开通时刻依次滞后一定时间，从而使每个变换器中流过的电流也呈现交错状态，这种方法的优点是可以减小输入电流纹波和输出电容纹波电流的有效值，并提升电路的功率等级。所以相比传统单相Boost电路，它更适用于较高功率场合。

6.对于小容量系统，一般采用单相APFC技术，对于中大功率系统，一般采用三相APFC技术，三相APFC由于其电路结构、工作机理和控制都比较复杂，目前仍处于发展阶段。与单相APFC技术相比，三相APFC的优势在于：

1)输出功率大，功率可达千瓦级别以上；

2)在工频周期内，从供电系统获取恒定功率，可减小输出滤波电容；

3)不存在单相输入(有中线)电路具有的因中线中3次谐波电流过大而烧毁中线的危险；

4)主电路由三相三线制供电(典型无中线系统)，无3次及3的倍数次的零序谐波电流。

附图说明

图1一种升压式数字控制有源功率因数校正变换器系统框图。

图2 EMI电路结构。

图3带整流桥的升压电路。

图4电感电流放大电路。

图5驱动电路。

图中：EMI电路1，带整流桥的升压电路2，采样电路3，数字控制芯片4和驱动电路5。

具体实施方式

1.EMI电路

EMI滤波器的基本电路如图2所示，为简易式单级滤波器，电路中包括共模电感CM、差模滤波电容C1和C2、共模滤波电容C3和C4。

功能：EMI信号属于双向干扰信号，一方面外界干扰可以从电源进线进入电子设备；另一方面电子设备会产生干扰信号并通过电源线传导出去；这就说明电子设备在经受噪声干扰的同时又是一个噪声源。所以EMI滤波器也必须设计成双向的，既要滤除引入的外部电磁干扰，还要还能阻止设备本身向外部发出干扰信号。从形成特点看，干扰信号分为差模干扰与共模干扰两种。差模干扰是两条电源线之间(简称线对线)的干扰信号，它与地线无关；共模干扰可以认为是在不同线上传输的电位相等、相位相同的(简称线对地)干扰信号。因此EMI滤波器需要针对这两种干扰信号分别设计。

电路中共模电感CM仅对共模干扰信号起作用，因为两个线圈的磁通方向相同，经耦合后电感量迅速增大，对共模信号的感抗非常大，阻碍了共模干扰信号的通过。电感的值与EMI滤波器的额定电流有关，电流越大，共模电感值也需要大些。此外，适当增加电感量，还能起到改善低频衰减特性的作用。

C1和C2使用薄膜电容，分别并联在共模电感的输入、出端，主要用来滤除差模干扰信号；C3和C4为陶瓷电容，两电容串联后并联在输出端，中间接地，这样可以有效抑制共模干扰信号。

2.带整流桥的升压电路

图3为带整流桥的升压电路结构图，电路的组成为：D1～D4四个二极管构成不控整流桥；L为升压电感，磁芯材料为铁氧体；S1和S2使用两个相同型号的MOSFET作为开关管，并联使用；D为SiC二极管；C_in为无极性陶瓷电容，用来滤除输入电流的高频纹波；C_out为电解电容，用来维持输出电压不变；R_s为水泥电阻，用来检测电感电流；R_l为大功率负载电阻。

电路实现的功能有两个：(1)控制电感电流，使输入电流正弦化，输入电流基波跟随输入电压相位，功率因数接近1；(2)控制输出电压，使输出电压恒定在400V。在连续模式时采用两个控制环，电压环是外环，采样输出电压，保持输出电压恒定；电流环是内环，采样电感电流，迫使电感电流跟踪电流给定呈现正弦状。

功能1的实现原理：EMI电路的输出作为该电路的输入，经过不控整流桥整流成直流电压，再经过由L、D、S1、S2和C_out构成的升压电路实现输出400V直流电压的目的。升压电路有两种工作状态：MOSFET导通和关断。

状态a：两个MOSFET导通，二极管D因为承受反压不能导通，电路分为两个独立回路：输入电源U_d为电感L充电构成一个回路；输出端电容C_out经负载R_l构成一回路，为负载供能。假设开关导通时间为T_ON，在T_ON时间内电感电流从0开始线性上升至峰值i_LPK，可表示为：

状态b：开关S断开，二极管D导通，由于电感电流不能突变，只能由原来的峰值i_LPK线性下降。电感上电压极性反转，电感的磁能释放出来，与输入电压相叠加，一起给负载电阻R_l提供能量，同时给电容C_out补充在状态a中给负载提供能量损失的电荷。假设开关闭合的时间为T_OFF，可表示为：

由此实现了输出电压U_o大于输入电压U_d的功能，选择合适的电感量L和MOSFET的占空比就可以保证输出电压达到400V，经过电压外环的控制可实现输出电压稳定在400V。电感值由下式决定：

式中，V_{in_min_pk}为输入电压最低值的峰值，D_max为最大占空比，k为纹波系数，I_{in_pk}为输入电流峰值，f_s为开关频率。

得到电感量后，根据AP法选择磁芯：

式中，j为电流密度，k_w为磁芯窗口系数。

根据AP值选择磁芯材料和尺寸，满足以下要求：

1)对于选定的磁芯及骨架确定绕组的匝数；

2)估算磁芯损耗和绕线铜耗，确保总功率损耗造成的温升在设计指标内。

常用作PFC电感的磁性材料有铁氧体、非晶材料和金属磁粉芯等。铁氧体与其它磁材料比相比，虽然饱和磁感应强度较低(＜0.5T)，易饱和，但高频损耗小。且高频时，由于损耗限制磁感应摆幅，工作磁感应强度远小于饱和磁感应。因而饱和磁感应强度低的缺点显得不重要了。同时具有价格低廉、磁芯种类规格多的优势。因此选择铁氧体作为磁芯材料。

由于开关管的工作频率非常高，电感电流的频率与开关频率一致，高达数十千赫兹，而高频纹波电流会引起开关噪声，为了消除开关噪声，需要在输入端并联电容C_in，用以滤除高频纹波电流；其容量不需要太大，而且取值过大会引起输入电压的偏移，对输入端的EMI滤波造成影响；但是如果取值太小，又可能起不到滤波的作用，其计算公式为：

式中，I_{in_rms}为输入电流有效值，V_{in_min_pk}为输入电压最低有效值。

电路的输出端期望得到的是一个400V的稳定直流电压，但是实际情况中会有一定纹波量，纹波电压大小应该限制在一定的范围内，否则会影响负载的工作。通过在输出端并联电容，可以滤除高频开关电流纹波，降低输出纹波电压，得到稳定的直流电压。

输出电容的大小由输出电压V_O、输出电压保持时间t_HOLD、允许的纹波电压ΔVo和电路的输出功率P_o共同决定；输出电压保持时间是指当电源回路的输入部分停止供电后，电容输出电压保持负载正常工作的时间，典型值为0.02-0.05s。输出电容的计算公式为：

功能2的实现原理：采样主回路输出电压V_o至数字处理芯片ADC模块的ANA1寄存器，并将其与基准电压U_oref进行比较产生误差信号U_err，把误差信号送给电压误差放大器，电压误差放大器的输出电压信号U_PI作为乘法器的一路输入，用于稳定后端输出电压；采样前端整流输入电压V_in到ANB0寄存器并送至乘法器，将其作为电流信号的波形基准，用于保证输入电流的正弦性；乘法器的第三路输入则为电源电压有效值平方的倒数，它的加入是为了实现输入电压的前馈功能，以满足宽范围电压供电的要求，从而达到恒功率控制的目的。即参考电流表达式为：

式中，k为校正系数，V_PI为电压外环的输出，V_{in_ad}为整流输入电压的采样值，V_ff²为整流输入电压的平均值的平方。

将上式代表的参考电流值与采样至ANA0寄存器的整流输入电流检测值进行比较后，送入电流误差放大器进行处理，然后将其结果送至PWM比较器，以产生控制开关管通断的控制脉冲，从而实现功率因数校正的效果。

数字控制系统中，经常会采用数字式PI调节器，其中P代表比例环节，I表示积分环节，PI调节器即比例积分调节器，PI调节器是控制系统中常用的一种线性控制器，它的作用是对偏差量进行控制，使系统稳定工作，提高稳态性能。而且PI调节器的结构简单，对它的研究非常成熟，应用广泛。在本设计中电压环和电流环均用到了PI调节器。数字PI调节器的表达式如下：

式中，U(k)为第k次采样时刻PI调节器的输出值，e(k)为第k次采样时刻输入的偏差值，T为采样周期，K_P为比例系数，K_i为积分系数。

功能2通过数字控制芯片(框图4)来实现，数字控制芯片使用的是飞思卡尔的MC56F8257，它是飞思卡尔公司推出的一款性价比较高的数字信号处理器(DSP)，它基于增强型内核56800E系列，采用双哈佛设计结构，内部总线时钟高达60MHz，单个指令周期内可以完成16×16位的乘法。片内含有16KB的Flash和4KB统一的数据/程序RAM区。MC56F8257不仅有功能强大的内核，还拥有十分丰富的外设资源。正是因为诸多数字控制系统常用的硬件资源被集成到芯片中，才大大减小了控制板的面积，只需要增加少量的外围电路，就可以完成控制系统的硬件设计。因此广泛应用于电机驱动、电力电子变换、通信开发、消费电子等领域。使用到的的外设资源有：脉宽调制模块(PWM)；模数转换(ADC)模块；通用I/O(GPIO)模块。其功能如下：

1、模数转换通道(ADC)：通道ANA0采样输出电压；通道ANA1采样电感电流，用于过流保护；通道ANB0采样整流输入电压。

2、PWM通道：PWM0用以MOSFET驱动控制信号。

3、通用输入/出口：GPIOB6程序调试

4、JTAG通信：TDI、TDO、TCK、TMS用于JTAG仿真通信接口。

使用飞思卡尔芯片另外一个优点是良好的软件开发环境，飞思卡尔的全系列MCU和DSP均可以使用CodeWarrior IDE编写程序、编译、调试，并通过USBTAB下载器，利用上述的仿真接口电路将程序下载到芯片中。而且，CodeWarrior IDE支持C语言编程，利于程序的编写。

DSP控制程序由主程序和中断程序组成，本例的设计只用了一个中断程序，所以不会产生中断的嵌套，程序的可靠性因此提高。系统初始化和变量初始化必须在主程序开始之前加载完毕，主程序在运行过程中如果遇到中断就暂停当前操作，进入中断子程序中执行命令，中断程序执行完后返回主程序继续运行。主程序主要完成系统的软启动、过流保护。中断服务子程序主要进行如下工作：完成对系统控制量的的采样与A/D转换，电流环参考值和前馈电压的计算，从而对电压环和电流环进行控制，完成功率因数校正的工作。

分析升压型PFC电路的拓扑可知，电路刚启动时，如果开关管立刻导通则流过其中的电流会非常大，会直接烧毁开关管。分析其原因：刚启动时PFC的母线电压远低于输入电压，如果这时候仍然以正常的占空比控制开关管导通，会使电感电流上升太大。为了保护PFC的安全，防止电路过流损坏，有必要在PFC启动时加入软启动。本文中软启动通过如下方法实现：设定一个上限值N＝1000，软启动结束之前N从0开始线性增加，计算出的开关管的导通时间乘以(N/1000)，这样在软启动的过程中开关管的导通时间就会从小变大，到软启动结束后仍以正常的导通时间作用。

3.采样电路

由输入电压采样电路、输出电压采样电路和电感电流采样电路组成，主要介绍其中的电感电流采样电路，如图4所示。

组成：贴片电阻R1～R4，独石电容C1和C2，运算放大器，正电源Vcc和负电源Vee。

功能：图4为采样电路中电感电流的放大电路，流过水泥电阻R_s的电流在电阻上产生负的电压，从输入端输入经过图4的反向放大电路可以得到反向放大值输出至数字控制芯片的模数转换模块。反向放大器是一个运算放大器组成的深度负反馈电路，输入信号加在运算放大器的反相输入端，而反馈电阻R2和R3由输出端接到反向输入端。由理想运算放大器的分析方法可知：

电阻R4是为了减小运算放大器的失调而接入的，其值为：

R4＝R1//R2//R3 (10)

对运算放大器来说，转换速率这个技术指标在处理大信号时非常重要，而本文中设计的电感电流采样电路处理的就是大信号，因此必须要选择合适的运算放大器满足转换速率的要求。由运算放大器转换速率限制的最大不失真工作频率为：

式中，f_max为最大工作频率，S_R为转换速率，V_om为处理信号的峰值电压。

对功率变换器来讲，电感电流受高频开关噪声的影响，在开关节点上会出现高频振荡并持续相对可观的一段时间，与此同时，控制芯片的采样和A/D转换速度都是有限的，即采样保持时间相对较长，这就导致任何开关振荡都可能影响系统的稳定性，因此在采样时，最好使采样点远离开关点，从而将可能出现的影响降至最低。

因此，合理的采样算法在整个数字PFC控制系统中非常重要，它在很大程度上影响了系统的控制特性。如何有效改善采样信号的失真状况是决定数字PFC控制系统性能的关键因素之一。在本文中，利用PWM模块和A/D采样模块的硬件同步特性，在每次PWM信号导通时间的中点触发A/D转换器进行电感电流的采样，这样就最大程度的保证了采样点免受开关噪声的干扰，起到了增强系统稳定性的作用。MC56F8257芯片内置了PWM模块及A/D采样模块间的同步功能，只需对相应寄存器的控制位进行简单操作即可实现。

4.驱动电路

工作原理：驱动电路使用集成驱动芯片IR4427S，它是一个双通道输入和双通道输出低边高速MOSFET驱动芯片，输入端同时兼容TTL电平和CMOS电平等级，能提供最大1.5A输出电流。外部电源Vcc提供15V的电压作为驱动电压。电源和地之间电解电容C1，主要用来稳定供电电源，因为MOSFET对驱动电压要求较高，在MOSFET工作时需要提供一个稳定的直流电压，否则当电压波动较大时，会造成它的误触发。此外还需在Vcc口和地之间再接一容值较小的陶瓷电容，该电容的作用是滤除驱动电压中的高频纹波。

数字控制芯片的PWM模块输出的PWM方波(PWM_DSP)同时输入到驱动芯片的INA和INB两个管脚，经驱动芯片内部放大后由OUTA和OUTB两个管脚输出，分别用来控制开关管S1和S2。