多输出升压DC‑DC电源转换器的制作方法
本发明涉及产生两个、三个或更多个单独的dc输出电压的多输出升压dc-dc电源转换器，以及涉及均使用该多输出升压dc-dc电源转换器的多电平电源逆变器和交流发电机。
背景技术：
从像阳光和风的能源中提取的能量通常不适用于住宅和工业环境，因为大部分电气设备需要相对稳定的电压振幅(如120v或230v)以及相对稳定的频率(如50hz或60hz)两者。然而，使用用于平滑的电容元件以及用于将通常经由电池的直流电流/电压(dc)转换为交流(ac)电流/电压的电源逆变器可将从阳光或风能源中衍生的电力形成为稳定交流电(ac)。其他的能源，比如燃料电池，也需要电源逆变器以适应为ac设备供电。在其他情况下(比如，电动机情况下)，变频电流是期待的。电池供电的音频放大器也需要将直流转换为变频电流。
最常使用二电平和三电平逆变器以便将直流电源的电流转换为交流电流。两种类型均有多种拓扑结构，每种均有自己的一套优点和缺点。在一些情况下，三电平逆变器很有优势。然而，这种类型的逆变器需要三个电压电平，这本身导致比二电平逆变器更复杂的电路。此外，三电平逆变器自身需要的最小数量的电路部件比二电平逆变器更高。
节能多输出dc-dc电源转换器对降低经营成本和最小化碳排放量通常十分可取的，例如，可用于电源逆变器和ac发电机。
技术实现要素：
本发明的各种实施方式提供了一种高效率的多输出升压dc-dc电源转换器，相较于现有技术的多输出dc-dc电源转换器，高效率的多输出升压dc-dc电源转换器具有较少的部件。通过使用，例如，多电平逆变器的当前dc-dc电源转换器，可简化整个电源逆变器的电路。
本发明的第一个方面涉及一种多输出升压dc-dc电源转换器(100)，包括半导体开关组件(101)，所述半导体开关组件(101)包括：
第一引线，所述第一引线包括串联连接的n个半导体开关，其中n为大于1的整数，所述第一引线的第一端连接到dc参考电位，所述第一引线的第二端连接到升压节点(222)，
第二引线，所述第二引线包括串联连接的n个半导体开关，所述第二引线的第一端连接到所述升压节点(222)，并且所述第二引线的第二端连接到提供所述dc-dc电源转换器的第一dc输出电压(pvdd)的第一输出节点(224)，
电感(211)，所述电感具有连接到所述升压节点(222)的第一端以及能够连接到dc输入电压源(vdd)的第二端，
第一电容器(212)，所述第一电容器(212)具有连接到所述第一引线的第一中间节点(221)的第一端以及连接到所述第二引线的第二中间节点(223)的第二端，
第一附加半导体开关(205)，用于选择性地将第二输出节点(225)与所述第一电容器的所述第一端耦合或从所述第一电容器的所述第一端解耦，以便经由所述第二输出节点(225)提供第二dc输出电压(1/2pvdd)，
第二附加半导体开关(206)，用于选择性地将所述第二输出节点(225)与所述第一电容器(212)的所述第二端耦合或从所述第一电容器(212)的所述第二端解耦，或者如果存在第三输出节点(526)，将所述第三输出节点(526)与所述第一电容器(212)的所述第二端耦合或从所述第一电容器(212)的所述第二端解耦，
第二电容器(213)，所述第二电容器(213)连接在所述dc参考电位和所述第二输出节点(225)之间，
第三电容器(214)，所述第三电容器(214)连接在所述dc参考电位和所述第一输出节点(224)之间；
控制电路(102)，所述控制电路(102)耦合到所述半导体开关组件(101)的所述半导体开关的各个控制端子，所述控制电路(102)被配置为：
将所述半导体开关组件(101)置于第一充电组态，以便通过从所述升压节点(222)向所述第二输出节点(225)和所述dc参考电位中的至少一个延伸的第一电流路径为所述电感(211)充电，
将所述半导体开关组件(101)置于第一放电组态，以便经由延伸通过所述第一电容器(212)到达所述第二输出节点(225)的第二电流路径对所述电感(211)放电，
将所述半导体开关组件(101)置于第二放电组态，以便通过第三电流路径对所述电感(211)放电，所述第三电流路径从所述升压节点(222)通过所述第二引线直接延伸到达所述第一输出节点(224)，或者从所述升压节点(222)延伸通过所述第一电容器(212)以及还通过所述第一引线的至少一个半导体开关和所述第二引线的一个半导体开关。
本多输出升压dc-dc电源转换器的拓扑可视为混合转换器拓扑，其混合有电荷泵和开关式升压dc-dc电源转换器的特征和运行特点，形成新型的高效电源转换器拓扑，该新型的高效电源转换器拓扑在下文中将进一步详细解释。
根据一种实施方式，控制电路(102)被配置为：
-在第一放电组态和第二放电组态的至少一种放电组态下，经由所述半导体开关组件(101)将所述第一电容器(212)和所述第二电容器(213)配置为串联连接；以及
-至少在第一充电组态下，经由所述半导体开关组件(101)将所述第一电容器(212)和所述第二电容器(213)配置为并联连接。
半导体开关组件的每个导体开关可，例如，包括一个或多个场效应晶体管(fets)、双极结型晶体管(bjts)、绝缘栅双极型晶体管(igbts)等等或这些的组合。fets可以是增强型或耗尽型。例如，fets中的一个或多个可包括金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfets)。利用作为二极管的至少一个半导体开关配置所述电路也是可能的。在多电平升压dc-dc电源转换器的某些实施方式中，其他相关部件类型也可适合作为半导体开关组件的半导体开关。
多输出升压dc-dc电源转换器的实施方式中，半导体开关组件的一个或多个半导体开关包括mosfet。在这种情况下，讨论中的mosfet的源极可充当特定半导体开关的第一端，并且mosfet的漏极可充当特定半导体开关的第二端。控制电路将连接到mosfet的栅极且控制mosfet的栅电压或电位以在导电状态/打导通状态和不导电状态/断开状态之间切换mosfet。
类似地，半导体开关组件中的特定半导体开关可以是igbt，优选地，具有并联二极管的igbt。在这种情况下，igbt的发射极可充当该特定半导体开关的第一端，并且igbt的集极可充当该特定半导体开关的第二端。控制电路将控制igbt的栅电位以在igbt的导电状态和不导电状态之间切换该igbt。
在一些实施方式中，第一半导体开关、第二半导体开关和第五半导体开关包括n沟道fets，而第三半导体开关、第四半导体开关和第六半导体开关包括p沟道fets。在一些实施方式中，第一半导体开关、第二半导体开关、第三半导体开关、第四半导体开关、第五半导体开关和第六半导体开关中的每一个包括n沟道mosfet或igbt。
该多输出升压dc-dc电源转换器的某些实施方式包括在dc输入电压源和第一dc输出电压的不同相对dc电压电平下使用的第一运行机制和第二运行机制。第一运行机制和第二运行机制的每个包括预先确定的半导体开关组件状态集合。根据该实施方式，控制电路被配置为在第一运行机制，在第一运行机制下，第一输出电压(pvdd)小于dc输入电压源(vdd)的两倍：
将所述半导体开关组件(101)置于第一转换器状态，以便通过从所述升压节点(222)向所述第二输出节点(225)延伸的第一电流路径以及通过从所述升压节点(222)经由所述第一电容器(212)向所述第一输出节点(224)延伸的第二电流路径为所述电感(211)充电；以及
将所述半导体开关组件置于第二转换器状态，以便通过从所述升压节点(222)向所述第一输出节点(225)延伸的第三电流路径以及通过从所述升压节点(222)经由所述第一电容器(212)向所述第二输出节点(213)延伸的第四电流路径对所述电感(211)放电，
将所述半导体开关组件(101)置于第三转换器状态，以便通过从所述升压节点(222)向所述第二输出节点(225)延伸的第五电流路径以及通过从所述升压节点(222)经由所述第一电容器(212)向所述dc参考电位延伸的第六电流路径对所述电感(211)充电，
或者，控制电路被配置为处于其中所述第一输出电压(pvdd)大于所述dc输入电压源(vdd)的两倍的第二运行机制下：
将所述半导体开关组件(101)置于第四转换器状态，以便通过从所述升压节点(222)向所述dc参考电位延伸的第七电流路径以及通过从所述升压节点(222)经由所述第一电容器(212)向所述第二输出节点(225)延伸的第八电流路径对所述电感(211)充电；以及
将所述半导体开关组件置于所述第三转换器状态以便通过所述第五电流路径和所述第六电流路径对所述电感(211)放电，以及
将所述半导体开关组件(101)置于所述第一转换器状态以便通过所述第一电流路径和所述第二电流路径对所述电感(211)放电。
多输出升压dc-dc电源转换器在第一和第二运行机制下的运行将参考附图更详细讨论。
在参考下面附图进一步讨论的第一和第二运行机制的每一种机制期间，多输出升压dc-dc电源转换器的某些实施方式可通过预先定义的三种单独转换器状态的循环过渡来操作。控制电路被配置为，或可操作为，促使所述dc-dc电源转换器根据预先定义的方案序列在所述第一转换器状态、所述第二转换器状态和所述第三转换器状态之间切换，所述方案序列为：第一转换器状态，第二转换器状态、第三转换器状态、第二转换器状态、第一转换器状态。在这种实施方式中，控制电路可操作为使dc-dc转换器依次在第一转换器状态，然后切换到第二转换器状态，然后切换到第三转换器状态，然后切换到第二转换器状态，之后切换回第一转换器状态的顺序运行。
由于参考附图下面进一步讨论的本电源转换器的电荷泵活性，通过操作本多输出升压dc-dc电源转换器，第一dc输出电压的电压电平趋向于是第二dc输出电压的电压电平的两倍。dc-dc电源转换器可适合提供第二dc输出电压，该第二dc输出电压的dc电压电平大体上等于第一dc输出电压的电压电平的一半。然而，在偏离该条件运行是可能的，这通常以降低转换效率以及常常使用更复杂的状态切换/过渡方案为代价，可能还会涉及其他转换器状态。
在一些实施方式中，第一电容器、第二电容器和第三电容器各自的电容区间在1nf-10μf。在一些实施方式中，第二电容器的电容或第三电容器的电容与第一电容器的电容不同，其差别少于50％，或少于10％，或少于5％，或少于2％或少于1％。在一些实施方式中，第二电容器的电容和第三电容器的电容与第一电容器的电容不同，其差别少于50％，或少于10％，或少于5％，或少于2％或少于1％。
在一些实施方式中，第三电容器的电容不同于第二电容器的电容，其差别少于50％，或少于10％，或少于5％，或少于2％或少于1％。
在一些实施方式中，升压电感的电感在10nh和10μh之间。第一引线的n个半导体开关的每一个的切换频率、第二引线的n个半导体开关的每一个的切换频率以及第一附加半导体开关和第二附加半导体开关的每一个的切换平率可以相同且介于1khz-10mhz之间，比如，介于10khz-10mhz之间或10khz-1mhz之间。
某些实施方式中，本多输出升压dc-dc电源转换器可在没有电压调节回路的情况下运行。在第一和第二dc输出电压各自的负载已知且固定，dc输入电压源的电压已知且第一和第二dc输出电压的目标或期望dc电压已知的应用中，这是特别方便的。后面类型的应用中，控制电路可被配置为通过向第一引线的n个半导体开关、第二引线的n个半导体开关以及第一附加半导体开关和第二附加半导体开关的各自的控制端子施加固定的脉宽调制(pwm)信号提供合适的状态切换周期。
或者，本多输出升压dc-dc电源转换器的其他实施方式可包括电压调节回路，尽管负载变化和dc输入电压源的电压变化，电压调节回路可更准确地控制第一和第二dc输出电压各自的dc电压电平。电压调节回路可包括反馈回路或其任何组合。电压调节回路可被配置为最小化目标dc电压和代表第一dc输出电压、第二dc输出电压、或如果存在的话，第三dc输出电压的其中一个的信号之间的差异。
因此，本多输出升压dc-dc电源转换器的有些实施方式可包括：
-电压控制器，所述电压控制器具有耦合到所述第一输出节点、所述第二输出节点或所述第三输出节点的第一输入以及耦合用于接收所述dc目标电压的第二输入，所述电压控制器提供表示所述差的调制信号，
脉宽调制器，用于基于来自所述电压控制器的所述调制信号和斜坡信号，生成两个或多个脉宽调制(pwm)信号，其中所述脉宽调制信号的占空比响应于调制信号在最小化所述差的动作方向上发生变化，以及
栅极驱动器，所述栅极驱动器适于接收所述脉宽调制信号并且基于所述脉宽调制信号生成栅极控制信号，所述栅极控制信号适于使得所述dc-dc电源转换器操作为将所述半导体开关组件设置为所述第一组态、所述第二组态、所述第三组态和所述第四组态中的至少两个。
在一种实施方式，控制电路提供两个或三个单独的pwm信号，所述pwm信号相对于彼此分别相移180度和120度，并且所述栅极驱动器基于所述的两个，或三个单独pwm信号为所述半导体开关组件的所述半导体开关提供栅极控制信号。
控制电路也可生成进一步脉冲调制信号以在栅极驱动器生成栅极控制信号时使用。
本发明的第二个方面提供多电平电源逆变器，多电平电源逆变器包括:
根据发明的第一方面的多输出dc-dc电源转换器的上述实施方式中的任一个的多输出dc-dc电源转换器，以及
逆变器电路，所述逆变器电路连接到所述dc参考电位并且至少连接到所述多输出dc-dc电源转换器的所述第一dc输出电压和所述第二dc输出电压，并且适于基于所述第一dc输出电压和所述第二dc输出电压提供交流输出(ac)。
电源逆变器可用于，例如，驱动电动机或在音频放大器中使用。音频放大器也可得益于本发明提供的多输出升压dc-dc电源转换器的多电平(比如三电平)输出。电源逆变器可，例如，使用提供三电平输出的升压dc-dc电源转换器的实例。或者，电源逆变器可被配置为根据升压dc-dc电源转换器的实施方式在四电平或更多电平下运行。
本发明的第三个方面提供ac发电机，ac发电机包括:
-根据本发明的第二个方面的多电平电源逆变器的实施方式的多电平电源逆变器，以及
-电源(1601)，其作为输入电压源连接到多电平电源逆变器。
多电平电源逆变器可，例如，基于三个或四个输出电平，或更高。
发电机可以是，例如，风力涡轮机、太阳能电池板等等或从另一可再生或非可再生能源资源中获得能源。发电机可以是，例如，车辆中的电池，当车辆的动能减少时(例如，车辆刹车时)，给电池充电。
本发明的第四个方面提供d类音频功率放大器。d类音频功率放大器包括根据本发明的第一方面的多输出dc-dc电源转换器，且还包括音频电路，音频电路具有分别耦合到dc参考电位、第一dc输出电压和第二dc输出电压的至少第一(gnd)电压源轨道、第二(pvdd)电压源轨道和第三(1/2pvdd)电压源轨道。此外，音频电路具有可连接到扬声器负载1710的输出。
尽管本发明已描述了dc输入电压，但考虑到输入电压的变化程度，可运行根据本发明的dc-dc电源转换器。
附图说明
图1描述了根据本发明的第一实施方式的双输出升压dc-dc电源转换器；
图2描述了图1中描述的双输出升压dc-dc电源转换器电路的晶体管级方块图；
图3描述了图1中描述的双输出升压dc-dc电源转换器的控制电路的示意图；
图4描述了图3中控制电路提供的栅极控制信号；
图5-7描述了运行时的图1描述的双输出升压dc-dc电源转换器的第一、第二和第三转换器状态的各自的电流或导电通路；
图8描述了实现双输出升压dc-dc电源转换器的升压因子的典范栅极控制信号；
图9描述了更高升压电平的替换第二转换器状态的电流或导电通路；
图10描述了根据本发明的实施方式的三电平输出升压dc-dc电源转换器；
图11描述了图10中描述的三电平输出升压dc-dc电源转换器使用的三电平输出升压dc-dc电源转换器电路的晶体管级方块图；
图12a描述了图10中控制电路提供的运行图11中dc-dc电源转换器电流的极控制信号；
图12b描述了生成图12a中栅极控制信号的控制电路的示意图；
图13描述了图10中描述的三电平输出升压dc-dc电源转换器使用的三电平输出升压dc-dc电源转换器电路的另一晶体管级方块图；
图14a描述了图10中控制电路提供的运行图13中dc-dc电源转换器电流的栅极控制信号；
图14b描述了生成图14a中栅极控制信号的控制电路的示意图；
图15描述了使用图1中示出的双输出升压dc-dc电源转换器的三电平逆变器；
图16描述了使用电源和图15中示出的三电平逆变器的交流(ac)发电机；以及
图17描述了包括多输出dc-dc电源转换器的d类音频功率放大器。
具体实施方式
在下文中，将参考附图描述本发明的实施方式。该描述和附图是描述性目的，并且下文讨论的特定实施方式不应被视为限制专利权利要求的范围。
图1描述了根据本发明的第一实施方式的双输出升压dc-dc电源转换器100的实施方式。双输出升压dc-dc电源转换器100包括电源转换器电路101以及用于控制dc-dc电源转换器电路运行的控制电路102。电源转换器电路101连接到为双输出升压dc-dc电源转换器提供能量的输入电源或输入电压源vdd。dc-dc电源转换器100被配置为分别生成不同dc电平的单独的第一和第二dc输出电压pvdd和1/2pvdd。如因数
图2示出了图1中简化示意图形式描述的电源转换器电路101的典型晶体管级示意图。示例性电源转换器电路101包括半导体开关组件，该半导体开关组件包括6个可控半导体开关201-206。可控半导体开关201-206中的每个开关可例如包括如图中所示的nmosfet和/或pmosfet晶体管。开关201,202和205优选地为n型开关，而开关203,204和206优选的为p型开关，例如，pmosfets。开关的选择是设计的关键，并且是将会有利地以针对电路的预期应用对其进行优化(例如根据dc电压电平和电压极性)的方式进行选择的，开关以最大化预期应用，的电路这样的方式有利选择。
半导体开关组件包括第一引线，该第一引线包括在dc参考电位(即本实施方式中的接地/gnd，但在其他实施方式中可为负dc供电轨)和升压节点222之间串联或级联的第一和第二半导体开关201和202。半导体开关组件还包括第二引线，该第二引线包括在升压节点222和第一dc输出电压pvdd之间串联或级联的第三和第四半导体开关203和204。第一引线包括置于第一和第二半导体开关201和202的接合点的第一中间节点221，而第二引线同样包括置于第三和第四半导体开关203和204的接合节点或耦合节点的第二中间节点223。升压电感l1的第一端耦合到dc输入电压源vdd，而第二端耦合到升压节点222。飞跨电容或泵电容c2耦合在第一中间节点221和第二中间节点223之间，使得c2的第一端耦合到第一中间节点，而第二端耦合到第二中间节点223。如下文进一步详细讨论的，半导体开关组件包括第一附加半导体开关205(也就是本实施方式的第五开关)，被配置为选择性连接或断开第二输出节点225，该第二输出节点225向第一电容器的第一端以及因此向第一中间节点221提供第二dc输出电压1/2pvdd。第二附加半导体开关(也就是本实施方式的第六开关)，被配置为选择性地将第二输出节点225或第三输出节点526(如果第三输出节点526存在的话)与第一电容器212的第二端连接或断开，并因此与第二中间节点223连接或断开。
图3示出了被配置为在第一、第二和第三转换器状态之间切换双输出升压dc-dc电源转换器100的控制电路102。控制电路102包括脉宽调制器301和栅极驱动器(图示地示为元件320)。关于控制电路102的更多细节稍后在说明书中讨论。控制电路102被配置为针对可控半导体开关201-206生成各个栅极控制信号q0-q5以及因此控制在转换器状态之间的切换。
三电平输出升压dc-dc转换器操作：
在下文部分，双输出升压dc-dc电源转换器100的本实施方式的电压转换操作依据第一、第二、第三和第四转换器状态以及如何在这些转换器状态中实施切换进行描述。双输出升压dc-dc电源转换器100包括下文部分单独描述的两个单独的运行机制。然而，该两个运行机制利用相同的转换器电路101。两个不同机制的共同特征是(参考图2)在电源转换器运行期间，尤其在某些优选的实施方式中，分别连接到第一和第二输出节点225和224的平滑电容器(smoothingcapacitor)c4和c3提供实质上分别为pvdd和1/2pvdd的dc电压电平。
此外，泵或浮动电容器c2的切换方案使得第一dc输出电压和第二dc输出电压之间的上述期望的dc电压电平关系成为可能，这是因为控制电路(102)可被配置为交替地经由半导体开关组件101在升压电感l1的至少一种放电状态下将泵(或浮动电容器c2)与平滑电容器c3串联布置，以及在升压电感l1的至少一种充电状态下，经由半导体开关组件101将c2和c3并联布置。第一dc输出电压pvdd在第一输出节点224是可用的，同时第二dc输出电压1/2pvdd在第二输出节点225是可用的。改变转换器状态切换，使得在电源转换器运行时达到且保持第一和第二dc输出电压的期望或目标电压电平。依据期望的输出电压，可从两种方式中的至少一种获得这些dc电压电平。
升压dc-dc双输出转换器的许多实施方式具有如下显著优势：半导体开关组件(101)的每个半导体开关承受的最大电压差为1/2pvdd而非全dc电源电压pvdd，因此大大地降低了单个半导体开关的电压强度。
机制1：pvdd<2*vdd
下文中，根据关于第一dc输出电压pvdd小于输入电压源vdd的dc电压电平的两倍的情况下，转换器状态的优选集合和这些转换器状态之间的优选切换，来描述dc-dc电源转换操作。当双输出dc-dc电源转换器100正常运行时，也就是，第一和第二dc输出电压的电压电平邻近目标dc输出电压时，机制1的运行尤其适用。预充电或启动阶段，相较于dc-dc电压转换器的正常运行，临界条件有所不同。然而，在启动时可使用下面的相同的切换模式。
下面描述该操作，且dc-dc电源转换器处于第一转换器状态时任意启动该操作。技术人员要明白，当在第一和/或第二dc输出电压施加负载时，在本情况中的转换器储能器(诸如平滑电容器c3和c4(另外还有下文的c5))部分放电。这导致相应地降低或减少第一dc输出电压和第二dc输出电压中的每一个。如控制电路所控制的反馈以及转换器状态间的切换确保向平滑电容器和其他储能器补充能量或电力。因此，下文讨论的第一、第二和第三dc输出电压为额定目标电压。实践中，这些dc电压在根据期望要求可控的程度上稍微变化。然而，第一、第二个第三dc输出电压经由描述的切换操作优选地保持在各个目标dc电压附近。这时本领域的技术人员所广泛知晓的，并且因此术语“大体”指的是保持dc输出电压接近期望的额定值。在一些情况下，对于给定的一个dc电压输出，偏离额定目标电压的1％的偏差是可接收的。在一些情况下，期望保持更低的偏差，而在其他情况下，2％内的偏差，或5％内的偏差，或10％内的偏差是可接收的。
技术人员也要明白，只有在dc-dc电源转换器需要传输稳定dc输出电压的某些时期期间，需要保持各个dc输出电压。在电源转换器的上电或掉电阶段，dc输出电压可例如明显偏离目标输出电压。目标dc输出电压可例如由先前讨论的电压调节回路来保持。电压调节回路可例如被配置为将目标dc电压与下列电压之一之间的差最小化：第一dc输出电压、第二dc输出电压、或(如果存在的话)第三dc输出电压。例如，dc目标电压可与第一dc输出电压相比较，且当dc目标电压和第一dc输出电压之间的差达到或超过阈值时，发起转换器状态的切换。该比较可选择性地基于第二dc输出电压或第三dc输出电压。
图4示出了在机制1(pvdd<2*vdd的情况)下操作期间第一到第六可控半导体开关201-206的各个实例性栅极控制信号q0-q5。描述的栅极控制信号q0-q5的生成导致了电源转换器的本实施方式的第一、第二和第三转换器状态。在第一转换器状态401下，第二、第四和第五开关(202,204和205)由控制电路102置于导电状态，而第一、第三和第六开关(201,203和206)置于不导电状态。该第一转换器状态产生的电流或导电通路在图5中用粗黑线511和512示出。在第一转换器状态401下，第二dc输出电压的电压电平或电位借助于升压电感l1(211)的短路保持在1/2pvdd。由于pvdd<2*vdd的条件/机制(意味着节点225的第二dc输出电压小于dc电压vdd)，升压电感l1在第一转换器状态下充电。第二平滑电容器c3也在该状态下大约充电到1/2pvdd。如下文概述，泵电容c2两端的电压也是1/2pvdd，且因此，第一输出节点224处的第一dc输出电压的电压电平为pvdd。通过注解c2与c3串联连接(其中如上所述，c3处于1/2pvdd的电压电平电位)，就能理解后面这个特征。第一输出节点224处的电位或电压通过对平滑电容器c4充电来保持。平滑电容器c4的充电在下文进一步详细描述。技术人员会明白，泵电容c2的运行支持上面所提及的第一和第二dc输出电压之间的电压关系，其中，前者电压的电压电平自动调节为后者电压的大概两倍(再次，由于低负载下电路元件的充电和放电导致的余量内)。
一定时间间隔后，如控制电路所确定的，转换器电路切换到在时间点402a时图4的栅极控制信号各自的逻辑电平描述的第二转换器状态。第二转换器状态下通过开关组件的对应的电流路径611和612在图6中描述。在第二转换器状态下，第一输出节点224具有第一dc输出电压，并且耦合到该节点224的电容器c4通过电流路径612借助于来自升压电感l1的存储电流/能量的放电来充电。此外，在第二输出节点225(具有第二dc输出电压1/2pvdd)的第二电容器c3(213)也通过另一电流路径611借助于来自升压电感l1的电流的放电来充电。后者电流路径661延伸通过导电状态或导通状态的第三和第五半导体开关203和205以及贯穿泵电容c2。第三和第五半导体开关203和205的导电状态将串联的泵电容c2和平滑电容器c3接地。此外，由于第四开关204的导电状态，串联连接的泵电容c2和平滑电容器c3与第一dc输出电压pvdd处的平滑电容器c4并联耦合。技术人员要明白，串联连接的泵电容c2和平滑电容器c3两端的电压被增加至第一dc输出电压pvdd的dc电压电平，类似于常规电荷泵电源转换器的电荷转移状态。因此，第二转换器状态下半导体开关组件的配置或设置允许来自升压电感l1的放电电流同时为第一dc输出电压pvdd和第二dc输出电压1/2pvdd两者充电，并且同时将串联的泵电容c2和平滑电容器c3充电到第一dc输出电压pvdd。
一定第二时间间隔后，如控制电路所确定的，转换器电路切换到在时间点403时图4的栅极控制信号各自的逻辑电平所示的第三转换器状态。第三转换器状态下通过开关组件的对应的电流路径711和712在图7中以粗黑线描述。在第三转换器状态下，由于第一开关201和第六开关206的导电状态而第五开关205断开或不导电，泵电容c2和平滑电容器c3并联放置。泵电容c2和平滑电容器c3因此在第三状态下经历电荷再分配。升压电感l1象在第一转换器状态下的情况一样(参考图5)也在该第三转换器状态下充电，但电流路径不同。第一dc输出电压由保持在平滑电容器c4中的电荷充电。第二dc输出电压1/2pvdd由电容器c2和c3以及升压电感l1供电。由于泵电容c2与c3并联设置，如上文所述，联系公开的第一转换器状态，泵电容c2充电到1/2pvdd。
在电源转换器100的本实施方式中，当退出第三转换器状态时，控制电路102优选地被配置为切换回第二转换器状态402a，随后回到第一转换器状态，以根据图4描述的机制1完成切换周期。因此，图4描述了根据机制1的若干切换周期。
如图1图示所述，第一dc输出电压pvdd可用作电压调节回路的反馈电压或传感电压。切换周期在某种程度上由第一和第二dc输出电压各自的负载确定。如果例如在第一dc输出电压上的负载增加，那么平滑电容器c4必须更频繁地再充电以便在pvdd处于某目标范围的情况下保持电压电平。同样地，如果第一和第二dc输出电压各自的负载增加，电容器c3同样需要更频繁地再充电。
然而，即使在第一dc输出电压被极大地卸载的情况下，第一dc输出电压可仍旧成功用作反馈电压并且测量用于再充电的需求。原因是，(图7所述的)第三转换器状态的运行确保电容器c2和c3之间的电荷再分配。由c3保持的第二dc输出电压的高负载会导致c2两端的电压减小。当电源转换器电路转换回到第一转换器状态(图5所述)时，在电容器c2和c4之间再分配电荷，并且即使第一dc输出电压实质上无负载，第一dc输出电压的电压电平将因此减小。因此，转换器状态的切换将由控制电路实施，因为控制电路检测第一dc输出电压的电压电平的减小。
电容器c2、c3和c4的电容值，升压电感值和需要的切换周期模式之间存有关系。如果电容器c2、c3和c4的电容值太小，由于电路阻抗的增加，电源转换器的性能可能受到负面影响。减小电容器电容也需要更快的切换周期以允许目标或期望的dc输出电压保持在预定的极限。还由于输出电压节点225和224处可用的电荷相对较小，第一和第二dc输出电压的电压纹波同样增加。另一方面，如果电容器c2,c3和c4的电容增加，那么充电次数也增加，进而电源转换器的启动充电时间延长以及dc-dc电压转换器运行期间需要的充电次数增加。就本发明而言，这些性质的适当平衡是设计的关键，当面临特殊使用的情况和性能约束时，最佳电容很容易由技术人员通过合适的实验和/或模拟来确定。
控制电路：
图4和8图示示出控制电路生成的半导体开关201-206的逻辑栅极控制信号以获得上面所述的转换器状态和状态切换。栅极控制信号示为“开”(“on”)和“关”(“off”)，意味着关联的开关分别处于导电或不导电状态。不同的开关类型需要不同极性和栅极控制信号的电平以达到“开”(“on”)或“关”(“off”)，并且因此实际的栅极电压相对于不同的开关类型而不同。在控制电路的实际实施中，描述的逻辑栅极控制信号必须因此转化为实现预期的开关状态的栅极控制电压或电位。
图3中描述控制电路301的典型实施方式图示示出目标dc电压vref和第一dc输出电压(标称为pvdd)的瞬时电压电平的比较。当第一dc输出电压的电压电平或电位降到特定dc目标电压(图3中用vref表示)之下时，调节调制信号以确保电容器c2，c3和c4以及升压电感l1的充电。在实例性实施方式中，控制电路经由电压控制器302提供表示电源转换器电路的第一dc输出电压pvdd和dc目标电压vref之间的差的信号。
电压控制其生成施加到一对比较器311和312的调制信号vmod。这些比较器311和312被配置为将调制信号vmod与各自的互补斜坡信号304a和304b相比较以向栅极驱动器提供两种脉宽调制信号。栅极驱动器320反过来生成先前讨论的栅极控制信号q0-q5，该栅极控制信号q0-q5用于经由半导体开关201-206在第一、第二和第三转换器状态之间切换转换器电路。本实施方式因此使用两种pwm相位以便提供需要的栅极控制信号。两比较器的输出分别由图4和图8中的栅极控制信号或电压q3和q2表示。其余的栅极控制信号q0，q1，q4和q5在逻辑电路部中基于栅极控制信号q2和q3获得。
图3所述的实例使用电压模式控制器和两个斜坡信号304a和304b。控制电路的斜坡信号304a和304b示为大体三角形波形，但其他波形，例如，锯齿载波或倒锯齿载波也可在许多应用中使用。权利要求的范围不限制于图3示出的图示实施。提供的各种转换器状态的本性仅仅是本领域技术的人员所熟知的设计的关键。
必要时，控制电路也根据性能度量(例如，一个输出或两个输出处的斜坡电流)的期望特征/容差需求而处理切换频率。
机制2：pvdd>2*vdd
在机制2的操作下，电源转换器电路不能通过先前描述(即，机制1)的升压节点222和第二dc输出电压之间的充电电流为升压电感l1充电。相反，升压节点222优选地通过导通第一和第二开关201和202连接到dc参考电位(例如，gnd)，而不是连接到1/2pvdd。相较于针对机制1的操作所描述的第二转换器状态，开关组件的状态表示可选择的第二转换器状态或第四转换器状态。图8描述了根据机制2(pvdd>2*vdd的情况)在操作期间第一到第六可控半导体开关201-206的各个示例性栅极控制信号q0-q5。根据替代的第二转换器状态和上面讨论的第二/第四转换器状态之间的电流路径的差异在第二转换器状态中发现。时间点401和403的第一和第三转换器状态在机制1和机制2的操作下是一样的，通过比较图4和图8，这是很明显的。然而，在替代的第二转换器状态下，第一和第二开关201和202打开或导电，而第三、第四、第五和第六开关203、204、205和206关掉或不导电。时间点402b的该替代的第二转换器状态在图8中描述。在机制1操作下，依据图4的栅极控制信号所示，对应于图4的时间点402a的状态，第一和第二开关关掉/不导电。机制2的替代的第二转换器状态的电流路径911和912在图9中描述。升压电感l1通过电流路径911的导电第一和第二开关201和202连接到dc参考电位，并且泵电容c2经由电流路径912与平滑电容器c3串联连接。
如上所述，第一和第三转换器状态使用相同的电流路径。机制1(图4)和机制2(图8)之间的栅极控制信号的比较尤其示出，电流路径的变化是栅极控制信号的占空比变化的结果。例如，第一和第二开关201和202的导通的时间随着第一和第二输出电压增加。在涉及机制1操作的图4中，第一和第二开关的每个栅极控制信号的占空比大致为20％。在涉及机制2操作的图8中，第一和第二开关的每个的占空比大致为80％。注意，栅极控制信号由非常相同的电路拓扑提供；只有运行条件不同。因此，不需要改变半导体开关组件(101)的电路拓扑即刻转换到机制2的操作。控制电路将自动增加占空比并最终从第二转换器状态过渡到图9描述的涉及经由dc参考电位对升压电感l1进行充电的替代的第二转换器状态。
在机制2操作的第一转换器状态下，泵电容c2为第一输出或平滑电容器c4充电，这是在机制2下可为c4充电的唯一途径。相反，在机制1下，在时间点401a和402a处的第一和第二转换器状态期间由升压电感l1为c4充电。在第三转换器状态下，电容器c2和c3并联耦合且均由升压电感l1提供的电流再次充电。这种情况的结果是，当升压电感l1充电时，机制2下需要的充电时间无法确定。当电源转换器从时间点402b的第二转换器状态切换到时间点401的第一转换器状态，或时间点403的第三转换器状态时，由升压电感l1为电容器再次充电，且控制电路可按需求调节占空比。
图10示出了根据本发明的另一实施方式的三电平输出升压dc-dc电源转换器1000的示意方块图。三电平输出升压dc-dc电源转换器100包括dc-dc电源转换器电路1001以及耦合到dc-dc电源转换器电路1001且控制dc-dc电源转换器电路1001的运行的控制电路1002。
图11描述了图10中的三电平输出升压dc-dc电源转换器1000的三电平输出升压dc-dc电源转换器电路1101的实例性实施方式。三电平输出dc-dc电源转换器电路与上面所述的双输出dc-dc电源转换器电路共享某些特征。三电平输出dc-dc电源转换器电路还包括在升压节点222处连接的第一下引线和第二上引线。其中图2双输出升压dc-dc电源转换器电路包括单个升压或浮动电容器c2，图11的三电平输出升压dc-dc电源转换器1001包括两个单独的升压/飞跨电容c1和c2，其连接到第一和第二引线的单独的中间节点对。半导体开关组件的第一引线包括第一、第二和第三半导体开关501/502和503，第一、第二和第三半导体开关501/502和503在本实施方式的dc参考电位(也就是接地/gnd)和升压节点522之间串联或级联。半导体开关组件还包括第二引线，第二引线包括在升压节点522a和第一输出节点的第一dc输出电压pvdd之间串联或级联的第三、第四和第五半导体开关504、505和506。第一引线包括置于第一和第二半导体开关的接合点的第一中间节点521和置于第二和第三半导体开关的接合点的第二中间节点522。第二引线同样包括置于第四和第五半导体开关的接合点的第三中间节点523和置于第五和第六半导体开关的接合点的第四中间节点524。升压电感l1的第一端耦合到dc输入电压源vdd，而第二端耦合到升压节点522a。第一泵电容c1耦合在第二中间节点522和第三中间节点523之间，而第二泵电容c2耦合在第一中间节点521和第四中间节点524之间。如下文进一步详细讨论地，半导体开关组件包括许多附加半导体开关607、608、609和610。
一个或多个升压电容器(212、531和532)选择性地切换为充电和/或为其各自的输出节点提供电荷。相较于图2中的双输出实施方式，图11的三电平实施方式包括附加电容器用于进一步存储能量提供附加dc输出电压。三电平电源转换器中，电容器212经由节点224和225提供双输出。图11的三电平电源转换器电路中，两个电容器(即电容器531和电容器532)在各自的充电和放电状态中选择性充电和放电，其中通过该充电和放电状态，控制电路循环切换以获得期望的四电平输出(包括dc参考电压)。
图13描述了用作图10中的三电平输出升压dc-dc电源转换器1000的dc-dc电源转换器电路1001的另一三电平输出升压dc-dc电源转换器电路1301。
基于本公开，尤其是图2、图11和图13的双电平和三电平输出dc-dc电源转换器,本公开中呈现的一般发明构思可延伸到提供四电平、五电平(等等)升压dc-dc电源转换器。
图12a示出控制信号的实例，其控制图11中dc-dc电源转换器电路1001的半导体开关以获得三电平输出。d为图11中第一半导体开关501的占空比。图10中的控制电路被配置为生成栅极控制信号q0-q9，其用于经由开关501-506,607-610(见图11)在一系列转换器状态之间分别切换转化器电路1001。例如，这些栅极控制信号可由例如图12b中的控制电路1202提供。控制电路1202与关于上面的双输出升压dc-dc电源转换器而描述的控制电路类似，期望用于三个比较器1212。三个比较器1212将调制信号vmod和各自的斜坡信号1205a、1205b和1205c相比较，这些信号相对地移相120度。栅极驱动器1220提供需要的栅极信号q0-q9。
同样地，图14a示出控制图13中转换器电路1301的半导体开关的控制信号以从该电路获得三电平输出。d为图13中第一半导体开关501的占空比。图10中的控制电路提供栅极控制信号q0-q11，其用于将转换器电路1301的半导体开关组件(501,502,503,504,505,506,507,506,509,510,511和512)经由开关501-510(见图13)在一系列转换器状态之间切换。例如，这些栅极控制信号可由图14b中的实例性控制电路1302提供。控制电路1302与关于上面的三电平输出升压dc-dc电源转换器而描述的控制电路类似。控制电路1302使用三个比较器1212，该三个比较器1212将调制信号vmod和各自的斜坡信号1305a、1305b和1305c相比较，这些信号相对地移相120度。栅极驱动器1320提供需要的栅极信号q0-q11。图12b的栅极驱动器1220和图14b的栅极驱动器1320使用的逻辑电路稍微不同，这反映了图11和图13的两个三电平输出升压dc-dc电源转换器电路1101和1301结构上的不同。类似于双电平升压dc-dc电源转换器，有利地可以基于dc输出电压(比如，第一dc输出电压)与dc目标电压的比较发起状态间的切换。
电源逆变器
图15描述了使用上述双输出升压dc-dc电源转换器100的先前讨论的实施方式的双电平电源逆变器1500。逆变器电路1501连接到dc参考电位(例如，所示的接地)，以及连接到第一和第二dc输出节点224和225(见图1和图2)。逆变器电路使用节点224和225的第一和第二dc输出电压以及双输出升压dc-dc转换器提供的dc参考电位以便生成ac输出。电源逆变器的另一实施方式使用三电平输出升压dc-dc电源转换器(比如图10所示)，其进而使用如上所述的合适的三电平dc-dc电源转换器电路。更具体地，根据本发明的第一方面，逆变器基于多输出升压dc-dc电源转换器的实施方式，该多输出升压dc-dc电源转换器具有包括n个半导体开关的第一引线和第二引线。
ac发电机
图16示出使用图15所示的双电平逆变器1500的ac发电机1600，以及合适的电力发电机1601。电力发电机1601可包括风力涡轮机或太阳能板或基于光波的能量的收集装置。来自电力发电机1601的电力用作供给双电平逆变器1500的双输出升压dc-dc电源转换器电路部101的输入电压。输出为交流电ac。
音频放大器
图17描述了d类音频功率放大器，其包括多输出dc-dc电源转换器(100,1000)以及音频电路1701，该音频电路1701具有分别耦合到dc参考电位、第一dc输出电压和第二dc输出电压的第一(gnd)电压源轨道、第二(pvdd)电压源轨道和第三(1/2pvdd)电压源轨道。该音频电路包括可连接到扬声器负载1710的输出。
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