使用隔离直流/直流转换器进行电压转换的方法与流程

本发明涉及一种使用隔离直流/直流转换器实施的电压转换方法以及一种被配置成执行根据本发明的方法的步骤的隔离直流/直流转换器。

背景技术：

隔离直流/直流(directcurrent/directcurrent，简称：dc/dc)转换器可具有零电压开关(zerovoltageswitching，简称：zvs)或零电流开关(zerocurrentswitching，简称：zcs)，此使得可在电压转换期间减少开关损耗。因此，这些转换器在其中能量资源受到限制的汽车应用中特别有利。在交通工具中，可使用电压转换器在交通工具的若干电气网络之间改变电压电平或者在能量来源与交通工具所搭载的耗电项目之间进行电压转换。

隔离直流/直流转换器从美国专利us5754413得知，且在图1中进行说明。所述转换器包括两个开关q1、q2，这两个开关q1、q2在其中点处连接至包括串联的两个变压器t、t′的分支(branch)。所述转换器被配置成半桥(halfbridge)形式。开关q1、q2对去往变压器t、t′的能量传输进行控制，以使得将转换器的输入电压转换成输出电压。连接至变压器的二次的二极管d1、d2使得可对输出信号进行整流。通过对开关的占空因数(dutyfactor)进行控制来获得输出电压。在周期的第一部分中，第一开关q1闭合而第二开关q2断开。在所述周期的第二部分中，第一开关q1断开而第二开关q2闭合。增益对应于隔离直流/直流转换器的输出电压与隔离直流/直流转换器的输入电压之间的比率。

为了实现目标输出电压值，已知对隔离直流/直流转换器的负载比(dutyratio)进行修改以调整转换器的增益。具体来说，当隔离直流/直流转换器的输入电压变化时，已知改变隔离直流/直流转换器的开关的占空比以调节其输出电压，即，使其输出电压保持为期望值。然而，整流二极管的电压应力(voltagestress)相依于转换器的开关的占空因数。此应力在占空因数接近于0％或100％时可能变得显著。此外，当占空因数不同于50％时，一次处的电流的极值在第一部分与第二部分上是不同的。因此，对于一个部分，电流所达到的电平无法足以确保在下一开关操作期间进行软开关(softswitching)。这些缺点限制了隔离直流/直流转换器在机动车中的使用。

因此寻求一种改善隔离直流/直流转换器的性能以使隔离直流/直流转换器能够用于机动车中的解决方案。

技术实现要素：

为了解决这个问题，本发明涉及一种使用隔离直流/直流转换器进行电压转换的方法，所述转换器包括：

-磁性组件，具有被电绝缘隔板分隔开的一次电路与二次电路；

-开关，被称为一次侧开关，连接至所述磁性组件的所述一次电路；

-整流电路，包括开关，所述开关被称为二次侧开关，其中第一二次侧开关连接至所述二次电路的第一端子且第二二次侧开关连接至所述二次电路的第二端子，所述两个开关共享端子；

所述方法包括以下步骤：

-在某一时间周期中以占空因数来开关所述一次侧开关，以通过所述磁性组件将输入电压转换成输出电压；

-使用所述整流电路对由所述二次电路递送的电流进行整流，所述二次侧开关中的每一个是与相应的所述一次侧开关相关联地进行开关，且所述二次侧开关中的一个相对于其对应的所述一次侧开关以相位超前(phaselead)闭合，使得所述二次侧开关在某一持续时间内同时闭合。

在根据本发明的转换方法中，相对于现有技术，连接至二次电路的二极管被替换为开关，例如(举例来说)金属氧化物半导体场效晶体管(metal-oxide-semiconductorfieldeffecttransistor，简称：mosfet)开关。因此，会避免因整流二极管的电压应力而引起损耗。此外，通过在持续时间期间同时地闭合二次侧开关，会使二次电路短路。因此，磁性组件的端子两端的电压为零。磁性组件的漏电感(leakageinductance)仅被从一次电路的其余部分接收到的电压极化。此种漏电感具有低的值且使得可获得一次电路中的电流的更大变化。因此，电流可达到更高的绝对值，从而使得可存储足够的能量以在下一开关操作期间对开关进行软开关。

根据一个实施例，以相位超前闭合的所述二次侧开关是所对于一次侧开关的闭合持续时间小于所述时间周期的一半。因此，选择与所存储能量最有可能不足以进行软开关的部分对应的开关。

根据一个实施例，所述相位超前在所述占空因数小于50％时形成于所述第一二次侧开关上，且所述相位超前在所述占空因数大于50％时形成于所述第二二次侧开关上。

根据一个实施例，所述方法包括提供其中所述第一一次侧开关连接至所述输入电压的高电位且所述第二一次侧开关连接至所述输入电压的低电位的所述隔离直流/直流转换器。

根据一个实施例，所述相位超前随着所述占空因数偏离50％而增大。因此，所述时间周期的所述部分之间的持续时间之差越大，相位超前越显著，从而使得越多能量能够存储在漏电感中且因此能够实现软开关。

根据一个实施例，所述相位超前是在所述占空因数异于50％时实施。在为50％时，在所述时间周期的各所述部分中存储的能量可为相等的，因此在一个部分中造成软开关劣化的不平衡风险会降低。所述相位超前可被取消。

根据一个实施例，所述方法包括使所述磁性组件从所述一次电路朝所述二次电路作为变压器运行且在所述一次电路处作为存储能量的阻抗运行以将所述隔离直流/直流转换器的所述输入电压转换成所述输出电压。

根据一个实施例，所述方法使得：

-在所述时间周期的第一部分中，所述一次电路的第一部分将能量传递至所述二次电路的第一部分且所述一次电路的第二部分形成存储能量的电感；

-在所述时间周期的第二部分中，所述一次电路的所述第二部分将能量传递至所述二次电路的第二部分，且所述一次电路的所述第一部分形成存储能量的电感。

具体来说，所述一次侧开关是利用脉冲宽度调制(pulse-widthmodulation)进行控制；所述操作周期的第一部分对应于调制周期的第一部分，且所述操作周期的第二部分对应于调制周期的第二部分。这些第一部分及第二部分具体来说取决于一次侧开关的占空因数。

具体来说，所述电压转换方法是在所述隔离直流/直流转换器的运行范围内实施。举例来说，所述隔离直流/直流转换器的输入电压的最小值与最大值之差包含在150v与500v之间；举例来说，输入电压的最小值包含在150v与200v之间；且输入电压的最大值包含在400v与500v之间，或甚至包含在400v与650v之间。

本发明还涉及一种隔离直流/直流转换器，所述隔离直流/直流转换器包括：

-磁性组件，具有被电绝缘隔板分隔开的一次电路与二次电路；

-开关，被称为一次侧开关，连接至所述磁性组件的所述一次电路，从而所述一次侧开关以占空因数进行的开关操作使得可通过所述磁性组件将输入电压转换成输出电压；

-整流电路，包括开关，所述开关被称为二次侧开关，其中第一二次侧开关连接至所述二次电路的第一端子且第二二次侧开关连接至所述二次电路的第二端子，所述两个开关共享端子；

所述转换器被配置成执行根据本发明的一种方法。

根据本发明的所述隔离直流/直流转换器可包括前面关于根据本发明的所述电压转换方法所述的特征中的一个。

附图说明

参考附图将更佳地理解本发明，在附图中：

-图1说明根据现有技术的示例性隔离直流/直流转换器。

-图2说明根据本发明的示例性隔离直流/直流转换器。

-图3说明一种图2中所说明的隔离直流/直流转换器的示例性控制方法。

-图4示出在图2所示隔离直流/直流转换器的磁性组件的一次电路中循环的电流。

-图5说明一种图2中所说明的隔离直流/直流转换器的示例性控制方法。

-图6示出图2所示隔离直流/直流转换器的等效图。

-图7示出在图2所示一次电路中循环的电流、一次侧开关的端子两端的电压、以及隔离直流/直流转换器的输出电流。

-图8说明图2所示隔离直流/直流转换器的磁性组件的替代组件。

-图9a至图9e说明在图8中所说明的磁性组件的示例性实施例。

具体实施方式

图2示出根据本发明的示例性隔离直流/直流转换器1。

隔离直流/直流转换器1包括第一串联开关臂a。臂a包括开关ma1、ma2，开关ma1、ma2的一系列断开及闭合使得可对隔离直流/直流转换器1的输出电压进行控制。第一开关ma1连接至电压源的上部端子。第二开关ma2连接至电压源的下部端子。此下部端子具体来说对应于隔离直流/直流转换器1的第一接地端gnd1。

这些开关ma1、ma2可为晶体管，例如金属氧化物半导体场效晶体管、绝缘栅极双极晶体管(insulatedgatebipolartransistor，简称：igbt)或其他晶体管。隔离直流/直流转换器1的一部分(具体来说第一臂a的开关)或整个隔离直流/直流转换器1可由半导体材料制成，例如由硅(si)、氮化镓(gan)、碳化硅(sic)或任何其他半导体材料等制成。每一开关ma1、ma2可包括与续流二极管(free-wheelingdiode)和/或电容ca1、ca2并联的晶体管。这些电容ca1、ca2用于在开关ma1、ma2断开期间提供零电压开关(zvs)。在开关ma1、ma2断开期间，使用电感(具体来说磁性组件t1、t2的漏电感)来对所述开关的端子两端的电容ca1、ca2进行放电。一旦电压接近于0v，则对所述开关发出命令，且因此一个开关进行零电压开关，此会极大地减少开关损耗。这些电容ca1、ca2可作为杂散元件而固有地存在于构成开关ma1、ma2的半导体的结构中。因此开关ma1、ma2的杂散电容可足以在不添加另外的电容的条件下进行零电压开关。电容ca1、ca2可被替换为使得可对开关ma1、ma2的端子两端的电压进行控制以实现软开关的任何其他构件。

第一臂a的所述两个开关ma1、ma2之间的中点连接至包括磁性组件的第二臂b，所述磁性组件包括串联的两个隔离变压器t1、t2。每一变压器t1、t2包括一次l11、l21以及二次l12、l22。一次l11、l21与二次l12、l22分别串联。一次l11、l21形成磁性组件的一次电路，且二次l12、l22形成磁性组件的二次电路。开关ma1、ma2连接至磁性组件的一次电路l11、l21，且被称为一次侧开关。变压器t1、t2具有相同的变压比(transformationratio)。然而，变压器t1、t2可具有不同的变压比。电容c33与变压器t1、t2串联。然而，隔离直流/直流转换器1也可不具有此电容c33。电容c33使得可消除由变压器t1、t2传送的信号的直流分量(directcomponent)，尤其是在半桥结构的情形中。电容c33可在全桥结构中被消除。二次l12、l22串联，其中二次l12、l22的中点连接至隔离直流/直流转换器1的输出uout，且二次l12、l22的其他端子连接至隔离直流/直流转换器1的第二接地端gnd2。

隔离直流/直流转换器包括整流电路c，整流电路c包括开关sr1、sr2。开关sr1、sr2例如为晶体管(例如金属氧化物半导体场效晶体管、绝缘栅极双极晶体管或其他晶体管)，以在变压器t1、t2的输出处实现同步整流。开关sr1、sr2连接至二次l12、l22以对来自变压器t1、t2的信号进行整流。开关ma1、ma2被称为二次侧开关。上部输出是在二次l12、l22的中点处得到。因此，二次l12、l22的中点不连接至第二接地端gnd2。由所述两个开关sr1、sr2共享的端子连接至第二接地端gnd2。在一种替代方式中，二次l12、l22的中点连接至第二接地端gnd2。隔离直流/直流转换器1的输出是在开关sr1、sr2的不连接至二次l12、l22且由所述两个开关sr1、sr2共享的端子与第二接地端gnd2之间得到。因此，上部出口是在开关sr1、sr2所共享的端子处得到。

隔离直流/直流转换器1可包括电容(图中未示出)以对输出信号进行过滤。

参考图3将更好地理解由图2所示隔离直流/直流转换器执行的电压转换方法。第一臂a的开关ma1、ma2在周期t中具有占空因数α，以通过变压器t1、t2来传递能量。开关ma1、ma2在调制周期t中是通过脉冲宽度调制来支配。第一操作部分及第二操作部分的持续时间是由开关ma1、ma2的占空因数α来界定。在图3中，占空因数α等于50％。

在现有技术中，二极管连接至二次以用于对来自变压器的二次的信号进行整流。在隔离直流/直流转换器1中，二极管被替换为二次侧开关sr1、sr2以避免因这些二极管而引起损耗。为了保持整流功能，开关sr1、sr2维持与二极管的操作相似的操作。换句话说，二次侧开关sr1、sr2在其中二极管将分别具有断开状态、闭合状态的时刻中分别断开、闭合。为此，在示例性方法中，第一二次侧开关sr1与第一一次侧开关ma1呈现相同的状态，即闭合或者断开，且第二二次侧开关sr2与第二一次侧开关ma2呈现相同的状态，即闭合或者断开。

在具有持续时间αt的第一操作部分110中，即在调制周期t的第一部分110中，第一一次侧开关ma1闭合而将第二一次侧开关ma2断开。在所述操作周期的第一部分110中，连接至第一变压器t1的二次l12的二次侧开关sr2断开，而连接至第二变压器t2的二次l22的二次侧开关sr1闭合。因此仅第二变压器t2可将能量传递至二次电路。因此，第一变压器t1的一次l11形成存储能量的电感，且第二变压器t2的一次l21将能量传递至第二变压器t2的二次l22。第一变压器t1的一次l11具体来说由于连接至第一变压器t1的一次l11的磁化电感而像电感一样起作用，且对输出电流iout的减少进行控制。为了确保第一二次侧开关sr1相对于对应的第一一次侧开关ma1不会过早地导通或导通时间过长，提供阶段110′、110″，在阶段110′、110″期间二次侧开关sr1以相位滞后(phaselag)或相位超前呈现其对应的一次侧开关ma1、ma2的状态。在阶段110′中，在第一一次侧开关ma1闭合期间，以相位滞后来闭合第一二次侧开关sr1。在阶段110″中，在持续时间αt结束时将第一开关ma1断开，且以相位超前来闭合第一二次侧开关sr1。在此相位滞后或相位超前期间，二次侧开关sr1的续流二极管导通，由此确保从第一部分110逐渐过渡到第二部分112，或反之亦然。此相位超前可为约100纳秒。

在具有持续时间(1-α)t的第二操作部分112中，即在调制周期t的第二部分112中，第一一次侧开关ma1断开而第二一次侧开关ma2闭合。在第二操作部分112中，连接至第一变压器t1的二次l12的二次侧开关sr2闭合而连接至第二变压器t2的二次l22的二次侧开关sr1断开。因此，仅第一变压器t1可向二次电路传递能量。因此，第二变压器t2的一次l21产生存储能量的电感，且第一变压器t1的一次l11向第一变压器t1的二次l12传递能量。第二变压器t2的一次l21具体而言由于连接至第二变压器t2的一次l21的磁化电感而像电感一样起作用，且对输出电流iout的增加进行控制。正如在第一部分110中一样，为了确保第二二次侧开关sr2相对于对应的第二一次侧开关ma2不会过早地导通或导通时间过长，提供阶段112′、112″，在阶段112′、112″期间第二二次侧开关sr2以相位滞后或相位超前呈现其对应的一次侧开关ma2的状态。在第一相位滞后阶段112′中，在第二开关ma2闭合期间，以相位滞后来闭合二次侧开关sr2。在第二相位超前阶段112″中，在持续时间(1-α)t结束时将第二开关ma2断开，且以相位超前来闭合二次侧开关sr2。在此相位滞后或相位超前期间，二次侧开关sr2的续流二极管导通，由此确保从第一部分110逐渐过渡到第二部分112或反之亦然。

第一部分110与第二部分112被具有其中开关ma1、ma2断开的持续时间dt的中间阶段111分隔开。此阶段111使得从第一操作部分110过渡到第二操作部分112或反之亦然。中间阶段111使得可确保隔离直流/直流转换器1的状态不会重叠。隔离直流/直流转换器1的状态对应于隔离直流/直流转换器1的开关的特定形态，即断开或者闭合。

图3说明其中占空因数等于50％的实例。然而，前面所述的操作在占空因数异于50％时适用于下文将阐述的阶段113。在隔离直流/直流转换器1中，在第一操作部分110与第二操作部分112期间，可存在可供用于进行软开关的能量的不平衡。此具体来说是当占空因数α异于50％时的情形。第一一次侧开关ma1在比时间周期t的一半小的持续时间αt期间闭合。图4示出当占空因数α小于50％时在磁性组件的一次电路中循环的电流ip的表观。在第一部分110中电流的极值ip+的绝对值大于在第二部分112中的极值ip-。这意味着在第二部分112中由磁性组件的漏电感存储的能量可能不足以在第二一次侧开关ma2断开时进行软开关。换句话说，在第一部分112中，电流ip的绝对值没有大到足以对与第二一次侧开关ma2并联的电容ca2进行放电。

为了弥补此缺陷，第一操作部分110的第一相位滞后阶段110′被替换为阶段113，在阶段113中相对于第一一次侧开关ma1以相位超前来闭合第一二次侧开关sr1，如在图5中所说明。如前面在相位超前阶段112″中所述对另一二次侧开关sr2进行开关。二次侧开关sr1的此相位超前φ允许具有以下持续时间在所述持续时间期间，二次侧开关sr1、sr2两个均闭合，从而使磁性组件的二次电路短路。图6是当隔离直流/直流转换器1处于相位超前φ阶段113中时隔离直流/直流转换器1的等效图。二次侧开关sr1、sr2两个均闭合，从而使磁性组件的二次电路短路。第一变压器t1的二次l12的端子两端的电压ul12等于第二变压器t2的二次l22的电压ul22的相反值。二次电路的端子两端的电压因此为零。这意味着一次电路的端子两端的电压为零。第一变压器t1的一次l11的端子两端的电压ul11等于第二变压器t2的一次l21的电压ul21的相反值。仅磁性组件的漏电感ls被第二臂b的电容c33极化。此意味着一次处的电流ip变化较大。图7示出在一次电路中循环的电流ip、第二一次侧开关ma2的端子两端的电压uma2以及隔离直流/直流转换器1的输出处递送的电流iout。显而易见，在一次电路中循环的电流ip在相位超前φ阶段113中变化极大。因此，可存储更多的能量以在下一操作中进行软开关，即断开第二一次侧开关ma2。

因此，为了抵消所述不平衡，在相位超前φ阶段113期间，将与第一一次侧开关ma1对应的二次侧开关sr1闭合。

作为另外一种选择，当占空因数α大于50％时，将第二一次侧开关ma2闭合比时间周期t的一半小的持续时间(1-α)t。在第一部分110中电流的极值ip+的绝对值小于在第二部分112中的极值ip-。这意味着在第一部分110中由磁性组件的漏电感存储的能量可能不足以在进行下一开关操作时进行软开关，即断开第一一次侧开关ma1。第二操作部分112的第一相位滞后阶段112′接着被替换为阶段113，在阶段113中与关于图5所述对称地，相对于第二一次侧开关ma2以相位超前来闭合第二二次侧开关sr2。

因此，为了抵消所述不平衡，在相位超前φ阶段113期间，将与第二一次侧开关ma2对应的二次侧开关sr2闭合。

占空因数α距50％越远，则第一部分110与第二部分112之间的不平衡可能越显著。因而可有利地成比例地增加阶段113的相位超前φ。因此确保极值ip+、ip-增大至足以允许进行软开关。

在根据本发明的方法中，在时间周期t的不平衡部分中在一次电路中循环的电流的极值ip+、ip-大于其中未实施阶段113的相位超前φ的情形。阶段113的相位超前φ的值可相依于如前所述的占空因数，或者可相依于当未实施阶段113的相位超前φ时在时间周期t的不平衡部分中在一次电路中循环的电流的极值ip+、ip-。更具体来说，当未实施阶段113的相位超前φ时在时间周期t的不平衡部分中在一次电路中循环的电流的极值ip+、ip-越小，则阶段113的相位超前φ的值越大。

在示例性方法中，当占空因数α异于50％时，实施阶段113的相位超前φ。然而，可在以占空因数50％工作的隔离直流/直流转换器中实施阶段113的此种相位超前φ。此是与图1所示情形相似的一个示例性隔离直流/直流转换器的情形，但不同之处在于第一变压器t1的磁化电感与第二变压器t2的磁化电感是不同的，例如这是由于变压器t1、t2的变压比是不同的。在此实例中，在50％的占空因数处表现出第一部分110与第二部分112之间的不平衡。因而有利的是实施阶段113的相位超前φ以使得每当一次侧开关ma1、ma2断开时均能够进行软开关。

举例来说，阶段113的相位超前φ包含在0μs与1μs之间，或甚至包含在0ns与100ns之间。磁性组件的磁化电感例如等于5μh。漏电感ls例如等于100nh。

在图2中所说明的实例中，隔离直流/直流转换器1的磁性组件包括串联的第一变压器t1及第二变压器t2。磁性组件可被替换为在图8中所说明的磁性组件。磁性组件31包括一次电路及二次电路，所述一次电路具有连接至电容c33的单个一次绕组33，所述二次电路具有两个二次绕组35a、35b。所述两个二次绕组35a、35b磁性耦合至一次绕组33，但不磁性耦合至彼此。此种磁性组件31使得不仅可通过减少包含铁氧体的组件的数目来降低转换器的成本、而且也可通过使得可获得更紧凑的转换器而减小转换器的体积。

隔离直流/直流转换器1的操作保持相同。磁性组件31以与两个串联的理想变压器相似的方式工作。在调制周期的第一部分中，一次绕组33的第一部分将能量传递至第一二次绕组35a，且一次绕组33的第二部分产生电感。在调制周期的第二部分中，一次绕组33的第一部分产生电感且一次绕组33的第二部分向第二二次绕组35b传递能量。

图9a至图9c示出使得可获得磁性组件31以便能够在一次绕组33与二次绕组35a、35b之间进行磁性耦合、但在二次绕组35a、35b之间不存在磁性耦合的不同构型。

图9d及图9e说明包括并联的至少两个第一二次绕组35a以及并联的至少两个第二二次绕组35b的磁性组件31的实例。这些构型在其中在隔离直流/直流转换器1中循环的电流为高(例如大于100a或甚至大于200a)的情况下是有利的应用。因而隔离直流/直流转换器1包括若干二次侧开关sr1及若干二次侧开关sr2，二次侧开关sr1分别连接至相应的第一二次绕组35a，二次侧开关sr2分别连接至相应的第二二次绕组35b。

在法国专利申请1458573中更详细地阐述了在图9a至图9e中所说明的组件31，所述法国专利申请的内容并入本申请中。

本发明并非仅限于所述实例。具体来说，在图2所说明的实例中，第一臂a与变压器t1、t2的一次形成半桥结构。然而，第一臂a与变压器t1、t2的一次可形成具有四个串联开关臂的全桥结构。所述四个臂的开关优选地相同于第一臂a的开关。

隔离直流/直流转换器也可用于被配置成将交流电压转换成直流电压或反之的交流-直流转换器中或可用于交流-交流转换器中。有利地，所述隔离直流/直流转换器因而由第一臂上游的交流-直流转换器及/或隔离直流/直流转换器下游的直流-交流转换器来完成。