交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置的制作方法

本发明涉及无需变更控制周期、可提高交流旋转电机的输出的交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置。

背景技术：

在以往的三相pwm逆变器装置的相电流检测装置中，控制周期tsw根据相位指令值θ＊及电压指令值v＊产生长短变化。而且，在根据相位指令值θ＊及电压指令值v＊确定的零矢量以外的任一基本电压矢量所对应的开关模式的保持时间(t1或t2)比逆变器主电路的死区时间tdd与霍尔ct9的电流检测所需的时间tsw之和(tdd+tsw)要长时，选择一定的较短的控制周期tsw。另一方面，公开了在开关模式的保持时间比时间(tdd+tsw)要短时，延长控制周期tsw，以使保持时间比时间(tdd+tsw)要长的示例(例如参照专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开平3－230767号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

然而，现有技术存在如下问题。若延长控制周期tsw，则从三相pwm逆变器装置输出的pwm的周期(等于控制周期tsw)变长，由pwm周期的倒数提供的pwm频率下降。

若在三相pwm逆变器的输出连接交流旋转电机，则在流过交流旋转电机的电流中包含pwm频率的分量。因此，由于pwm频率下降，使得电流中包含的其分量的频率也下降，产生从交流旋转电机产生噪声的问题。

特别是，在用于电动助力转向用的交流旋转电机的情况下，追求静音性，pwm频率例如设定为20khz以上(超过可听区域的频带)。此处，若对用于电动助力转向用的交流旋转电机应用专利文献1的延长控制周期tsw(降低pwm频率)的方式，则pwm频率会小于20khz。其结果，产生如下问题：交流旋转电机产生噪音，使装载有电动助力转向的车辆上乘坐的人产生不快感。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种无需变更控制周期、可提高交流旋转电机的输出的交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置。

解决技术问题的技术方案

本发明所涉及的交流旋转电机的控制装置具有：交流旋转电机，该交流旋转电机包含具有相位差的第1三相绕组和第2三相绕组；直流电源，该直流电源输出直流电压；控制部，该控制部基于交流旋转电机的电流指令和电流检测值，计算第1电压指令和第2电压指令；第1电压施加器，该第1电压施加器通过基于第1电压指令对由直流电源提供的直流电压进行导通关断控制，从而以第1规定值以上的导通间隔或关断间隔对第1三相绕组的各相施加电压；第2电压施加器，该第2电压施加器通过基于第2电压指令对由直流电源提供的直流电压进行导通关断控制，从而以第1规定值以上的导通间隔或关断间隔对第2三相绕组的各相施加电压；第1电流检测器，该第1电流检测器基于在直流电源与第1电压施加器之间流过的第1母线电流，检测第1三相电流；第2电流检测器，该第2电流检测器基于在直流电源与第2电压施加器之间流过的第2母线电流，检测第2三相电流；第1检测可否判定器，该第1检测可否判定器基于第1电压指令和第2电压指令中的至少一项，判定可否检测第1三相电流；及第2检测可否判定器，该第2检测可否判定器基于第1电压指令和第2电压指令中的至少一项，判定可否检测第2三相电流，控制部中，在第1检测可否判定器判断为无法检测出第1三相电流的情况下，生成第1电压指令，使得施加于第1三相绕组的电压中的至少2相的相关的导通定时或关断定时在比第1规定值要小的第2规定值以内，在第2检测可否判定器判断为无法检测出第2三相电流的情况下，生成第2电压指令，使得施加于第2三相绕组的电压中的至少2相的相关的导通定时或关断定时在第2规定值以内。

此外，本发明所涉及的电动助力转向的控制装置包括本发明的交流旋转电机的控制装置，控制部计算第1电压指令及第2电压指令，以使交流旋转电机产生对转向系统的转向转矩进行辅助的转矩。

发明效果

根据本发明，具有如下结构：

以第1规定值以上的导通间隔或关断间隔对第1三相绕组的各相施加电压，并且，在判断为无法检测出第1三相电流的情况下，生成第1电压指令，使得施加于第1三相绕组的电压中的至少2相的相关的导通定时或关断定时在比第1规定值要小的第2规定值以内，在判断为无法检测出第2三相电流的情况下，生成第2电压指令，使得施加于第2三相绕组的电压中的至少2相的相关的导通定时或关断定时在第2规定值以内。由此，可避免出现在第2母线电流的检测定时因施加于第1三相绕组的电压的导通或关断而产生的开关噪声的影响，同样，可避免出现在第1母线电流的检测定时因施加于第2三相绕组的电压的导通或关断而产生的开关噪声的影响。其结果，起到如下以往没有的显著效果：无需变更控制周期，可在降低了交流旋转电机的噪音的状态下，提高交流旋转电机的输出。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图2是用于说明用作为本发明的实施方式1中的交流旋转电机的3相交流发电机的结构的图。

图3是表示本发明的实施方式1中的半导体开关sup1～swn1的导通关断状态所对应的第1电压矢量v0(1)～v7(1)与idc1的关系的图。

图4是表示本发明的实施方式1中的半导体开关sup2～swn2的导通关断状态所对应的第2电压矢量v0(2)～v7(2)与等于idc2的电流的关系的图。

图5是表示本发明的实施方式1中基于第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’的第1电压指令矢量v1＊、基于第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’的第2电压指令矢量v2＊的说明图。

图6是本发明的实施方式1中的第1电压指令vu1、vv1、vw1、及第2电压指令vu2、vv2、vw2的波形图。

图7是用于对于本发明的实施方式1中的第1电压施加器说明电压指令和各相上侧桥臂元件导通的比例的关系的图。

图8是用于对于本发明的实施方式1中的第2电压施加器说明电压指令和各相上侧桥臂元件导通的比例的关系的图。

图9是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的动作说明图。

图10是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的与图9不同的动作说明图。

图11是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的与图9、图10不同的动作说明图。

图12是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的与图10、图11不同的动作说明图。

图13是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的与图12不同的动作说明图。

图14是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的动作说明图。

图15是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的动作说明图。

图16是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的与图9不同的动作说明图。

图17是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的与图16不同的动作说明图。

图18是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的与图16、图17不同的动作说明图。

图19是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的与图17、图18不同的动作说明图。

图20是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的与图19不同的动作说明图。

图21是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的动作说明图。

图22是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器中的电流检测定时的动作说明图。

图23是关于本发明的实施方式1的第1检测可否判定器及第2检测可否判定器的功能的说明图。

图24是表示本发明的实施方式1的第1检测可否判定器的一连串动作的流程图。

图25是表示本发明的实施方式1的第2检测可否判定器的一连串动作的流程图。

图26是表示本发明的实施方式1的切换器的一连串动作的流程图。

图27是表示本发明的实施方式2的第1检测可否判定器的一连串动作的流程图。

图28是表示在将本发明的实施方式2的第5规定值vs5设定为0.1vdc时与之前的图27的各步骤对应的波形的图。

图29是表示本发明的实施方式4的交流发电机的控制装置的整体结构的图。

图30是表示本发明的实施方式4中基于第1电压指令使差电流增益变动的状态的图。

图31是表示本发明的实施方式4中基于第1电压指令使和电流增益变动的状态的图。

具体实施方式

下面，利用附图，对本发明的交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置的优选实施方式进行说明。

实施方式1

图1是表示本发明的实施方式1的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。此外，图2是用于说明用作为本发明的实施方式1中的交流旋转电机的3相交流发电机的结构的图。图1所示的交流旋转电机1a如图2那样为将在中性点n1连接的第1三相绕组u1、v1、w1及在中性点n2连接的第2三相绕组u2、v2、w2以不进行电连接的方式收纳于旋转电机的定子的3相交流旋转电机。

另外，u1绕组和u2绕组、v1绕组和v2绕组、w1绕组和w2绕组各自具有30度的相位差。图2中，作为交流旋转电机1a，举例示出第1三相绕组和第2三相绕组均进行y接线的情况，但本发明也可适用于δ接线的情况。

直流电源2a将直流电压vdc1输出到第1电压施加器3a，直流电源2b将直流电压vdc2输出到第2电压施加器3b。作为上述直流电源2a、2b，包含电池、dc-dc转换器、二极管整流器、pwm整流器等输出直流电压的所有设备。此外，利用直流电源2a、2b中的任一个将直流电压输出到第1电压施加器3a及第2电压施加器3b的结构也包含在本发明的范围内。

第1电压施加器3a利用逆变换电路(逆变器)，对第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’进行pwm调制，使半导体开关sup1、sun1、svp1、svn1、swp1、swn1(以下的说明中将该6个半导体开关表示为半导体开关sup1～swn1)进行导通关断。由此，第1电压施加器3a将从直流电源2a输入的直流电压vdc1进行电力转换，得到交流，并对交流旋转电机1a的第1三相绕组u1、v1、w1施加交流电压。

此处，作为半导体开关sup1～swn1，使用将igbt、双极型晶体管、mos功率晶体管等半导体开关和二极管反相并联连接而成的半导体开关。

第2电压施加器3b利用逆变换电路(逆变器)，对第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’进行pwm调制，使半导体开关sup2、sun2、svp2、svn2、swp2、swn2(以下的说明中将该6个半导体开关呈现为半导体开关sup2～swn2)进行导通关断。由此，第2电压施加器3b将从直流电源2b输入的直流电压vdc2进行电力转换，得到交流，并对交流旋转电机1a的第2三相绕组u2、v2、w2施加交流电压。

此处，作为半导体开关sup2～swn2，使用将igbt、双极型晶体管、mos功率晶体管等半导体开关和二极管反相并联连接而成的半导体开关。

第1电流检测器4a利用分流电阻、仪器用变流器(ct)等电流传感器，检测第1功率转换器3a的第1直流母线中流过的电流idc1。图3是表示本发明的实施方式1中的半导体开关sup1～swn1的导通关断状态所对应的第1电压矢量v0(1)～v7(1)与idc1的关系的图。此外，图3所示的sup1～swn1中，“1”表示开关导通的状态，“0”表示开关关断的状态。

第1电流检测器4a基于图3所示的关系，检测第1三相电流iu1、iv1、iw1。另外，第1电流检测器4a也可利用idc1检测第1三相电流iu1、iv1、iw1中的2相部分，剩余的1相利用三相电流之和为零这一情况，通过运算来求出。

第2电流检测器4b利用分流电阻、仪器用变流器(ct)等电流传感器，检测第2功率转换器3b的第2直流母线中流过的电流idc2。图4是表示本发明的实施方式1中的半导体开关sup2～swn2的导通关断状态所对应的第2电压矢量v0(2)～v7(2)与等于idc2的电流的关系的图。此外，图4所示的sup2～swn2中，“1”表示开关导通的状态，“0”表示开关关断的状态。

第2电流检测器4b基于图4所示的关系，检测第2三相电流iu2、iv2、iw2。另外，第2电流检测器4b也可利用idc2检测第2三相电流iu2、iv2、iw2中的2相部分，剩余的1相利用三相电流之和为零这一情况，通过运算来求出。

此外，图3所示的第1电压矢量中的括号内的数字(1)、及图4所示的第2电压矢量中的括号内的数字(2)用于判别第1电压矢量和第2电压矢量，对基于第1电压指令的第1电压矢量标注(1)，对基于第2电压指令的第2电压矢量标注(2)。

第1检测可否判定器12a基于第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’，判定能否检测第1三相电流，输出第1检测可否判定信号flag＿1。

第2检测可否判定器12b基于第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’，判定能否检测第2三相电流，输出第2检测可否判定信号flag＿2。

接着，对控制部5a进行说明。坐标转换器6a基于交流旋转电机1a的旋转位置θ将由第1电流检测器4a检测出的第1三相电流iu1、iv1、iw1转换成旋转坐标上的电流，计算旋转二轴上的第1绕组的电流id1、iq1。

坐标转换器6b基于从交流旋转电机1a的旋转位置θ减去30度后的位置θ-30，将由第2电流检测器4b检测出的第2三相电流iu2、iv2、iw2转换成旋转坐标上的电流，计算旋转二轴上的第2绕组的电流id2、iq2。

切换器7a在基于第1检测可否判定信号flag＿1判定为能检测出第1三相电流的情况下，切换成将第1绕组的电流id1、iq1分别作为旋转二轴坐标上的电流id1’、iq1’来输出。此外，切换器7a在基于第1检测可否判定信号flag＿1判定为无法检测出第1三相电流的情况下，切换成将第2绕组的电流id2、iq2分别作为旋转二轴坐标上的电流id1’、iq1’来输出。

此外，切换器7a在基于第2检测可否判定信号flag＿2判定为能检测出第2三相电流的情况下，切换成将第2绕组的电流id2、iq2分别作为旋转二轴坐标上的电流id2’、iq2’来输出。此外，切换器7a在基于第2检测可否判定信号flag＿2判定为无法检测出第2三相电流的情况下，切换成将第1绕组的电流id1、iq1分别作为旋转二轴坐标上的电流id2’、iq2’来输出。

此处，旋转二轴坐标上的电流id1’、iq1’及旋转二轴坐标上的电流id2’、iq2’分别相当于为了计算后述的旋转二轴坐标上的电压指令vd1、vq1及旋转二轴坐标上的电压指令vd1、vq1而使用的电流检测值。

另外，此处，作为无法检测的一侧的3相电流，利用了能检测的一侧的绕组的3相电流本身，但也可通过其他推定方法来求出。

减法器8a计算交流旋转电机1a的d轴电流指令id＊与从切换器7a输出的旋转二轴坐标上的电流id1’的偏差did1。此外，减法器8b计算交流旋转电机1a的q轴电流指令iq＊与从切换器7a输出的旋转二轴坐标上的电流iq1’的偏差diq1。

此外，减法器8c计算交流旋转电机1a的d轴电流指令id＊与从切换器7a输出的旋转二轴坐标上的电流id2’的偏差did2。进一步地，减法器8d计算交流旋转电机1a的q轴电流指令iq＊与从切换器7a输出的旋转二轴坐标上的电流iq2’的偏差diq2。

控制器9a利用p控制器、pi控制器，计算旋转二轴坐标上的电压指令vd1，以将偏差did1控制为零。控制器9b利用p控制器、pi控制器，计算旋转二轴坐标上的电压指令vq1，以将偏差diq1控制为零。

控制器9c利用p控制器、pi控制器，计算旋转二轴坐标上的电压指令vd2，以将偏差did2控制为零。此外，控制器9d利用p控制器、pi控制器，计算旋转二轴坐标上的电压指令vq2，以将偏差diq2控制为零。

坐标转换器10a基于交流旋转电机1a的旋转位置θ，将旋转二轴坐标上的电压指令vd1、vq1向3相交流坐标进行坐标转换，计算第1电压指令vu1、vv1、vw1。

坐标转换器10b基于从交流旋转电机1a的旋转位置θ减去30度后的位置θ-30，将旋转二轴坐标上的电压指令vd2、vq2向3相交流坐标进行坐标转换，计算第2电压指令vu2、vv2、vw2。

偏移运算器11a如下式(1)～(3)所示，对第1电压指令vu1、vv1、vw1加上偏移电压voffset1，并作为第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’来输出。

vu1’＝vu1+voffset1(1)

vv1’＝vv1+voffset1(2)

vw1’＝vw1+voffset1(3)

偏移运算器11b如下式(4)～(6)所示，对第2电压指令vu2、vv2、vw2加上偏移电压voffset2，并作为第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’来输出。

vu2’＝vu2+voffset2(4)

vv2’＝vv2+voffset2(5)

vw2’＝vw2+voffset2(6)

接着，对第1电压指令、第2电压指令及第1检测可否判定器12a的动作进行详细说明。图5是表示本发明的实施方式1中基于第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’的第1电压指令矢量v1＊、基于第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’的第2电压指令矢量v2＊的说明图。如图5所示，第1电压指令矢量v1＊及第2电压指令矢量v2＊分别为使u(1)-v(1)-w(1)轴、u(2)-v(2)-w(2)轴旋转的矢量。

另外，图5所示的括号内的数字用于分开表示与第1绕组对应的轴和与第2绕组对应的轴。具体而言，标注(1)的u(1)、v(1)、w(1)分别表示与第1绕组的u相、v相、w相对应的轴，标注(2)的u(2)、v(2)、w(2)分别表示与第2绕组的u相、v相、w相对应的轴。此处，以u(1)轴为基准时的第1电压指令矢量v1＊和第2电压指令矢量v2＊的相位角均为θv，没有相位差。

图6是本发明的实施方式1中的第1电压指令vu1、vv1、vw1、及第2电压指令vu2、vv2、vw2的波形图。之前的图5所示的u(2)、v(2)、w(2)轴分别相对于u(1)、v(1)、w(1)轴延迟30度相位。因此，如图6所示，第2电压指令vu2、vv2、vw2比第1电压指令vu1、vv1、vw1延迟30度相位。

图6中，横轴为以u(1)轴为基准的电压相位角θv。因此，对于第1绕组和第2绕组中具有30度的相位差的交流旋转电机1a，第1电压指令和第2电压指令具有30度的相位差。此外，对于第1绕组和第2绕组中具有30+60×n(n：整数)度的相位差的交流旋转电机，同样地，第1电压指令和第2电压指令具有30+60×n度的相位差。

图7是用于对于本发明的实施方式1中的第1电压施加器3a说明电压指令和各相上侧桥臂元件导通的比例的关系的图。图7(a)为图6所示的第1电压指令vu1、vv1、vw1，为坐标转换器10a的输出。图7(b)为作为偏移运算器11a的输出的第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’，通过上式(1)～(3)来计算。

另外，上式(1)～(3)中的偏移电压voffset1利用第1电压指令vu1、vv1、vw1的最大值vmax1、最小值vmin1，由下式(7)提供。

voffset1＝-0.5(vmin1+vmax1)(7)

但是，第1电压施加器3a能输出的相电压的电压输出范围为0～母线电压vdc1。因此，为了使电压输出范围的宽度为第1电压施加器3a能输出的vdc1以内，第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’在小于-0.5vdc1、超过0.5vdc1的情况下，分别被限制在-0.5vdc1、0.5vdc1。

此外，作为voffset1，除上式(7)以外，也可利用作为2相调制方式、3次谐波重叠方式已知的其他偏移电压运算方法。

图7(c)为第1电压施加器3a中的表示各相上侧桥臂元件(sup1、svp1、swp1)导通的比例的导通占空比dsup1、dsvp1、dswp1。这些导通占空比dsup1、dsvp1、dswp1分别利用vu1’、vv1’、vw1’，通过

dsxp1＝0.5+vx1’/vdc1

来求出。其中，x＝u、v、w。例如，在dsup1为0.6时，第1电压施加器3a在开关周期tsw中设sup1的导通比例为0.6。

此处，在第1电压施加器3a中，按照各相，始终有上侧桥臂元件(sup1、svp1、swp1)和下侧桥臂元件(sup1、svp1、swp1)中的任一方导通。因此，各相上侧桥臂元件的导通占空比(dsup1、dsvp1、dswp1)和下侧桥臂元件的导通占空比(dsun1、dsvn1、dswn1)之间具有下式(8)～(10)的关系。

dsup1+dsun1＝1(8)

dsvp1+dsvn1＝1(9)

dswp1+dswn1＝1(10)

因此，例如在dsup1为0.6的情况下，根据上式(8)，dsun1为0.4。根据以上内容，基于第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’的第1电压施加器3a中的各开关元件的导通占空比确定。

图8是用于对于本发明的实施方式1中的第2电压施加器3b说明电压指令和各相上侧桥臂元件导通的比例的关系的图。图8(a)为图6所示的第2电压指令vu2、vv2、vw2，为坐标转换器10b的输出。图8(b)为作为偏移运算器11b的输出即第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’，通过上式(4)～(6)来计算。

另外，上式(4)～(6)中的偏移电压voffset2利用第2电压指令vu2、vv2、vw2的最大值vmax2、最小值vmin2，由下式(11)提供。

voffset2＝-0.5(vmin2+vmax2)(11)

但是，第2电压施加器3b能输出的相电压的电压输出范围为0～母线电压vdc2。因此，为了使电压输出范围的宽度为第2电压施加器3b能输出的vdc2以内，第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’在小于-0.5vdc2、超过0.5vdc2的情况下，分别被限制在-0.5vdc2、0.5vdc2。

此外，作为voffset2，除上式(11)以外，也可利用作为2相调制方式、3次谐波重叠方式已知的其他偏移电压运算方法。

图8(c)为第2电压施加器3b中的表示各相上侧桥臂元件(sup2、svp2、swp2)导通的比例的导通占空比dsup2、dsvp2、dswp2。这些导通占空比dsup2、dsvp2、dswp2分别利用vu2’、vv2’、vw2’，通过

dsxp2＝0.5+vx2’/vdc2

来求出。其中，x＝u、v、w。例如，在dsup1为0.6时，第1电压施加器3a在开关周期tsw中设sup1的导通比例为0.6。

此处，在第2电压施加器3b中，按照各相，始终有上侧桥臂元件(sup2、svp2、swp2)和下侧桥臂元件(sun2、svn2、swn2)中的任一方导通。因此，各相上侧桥臂元件的导通占空比(dsup2、dsvp2、dswp2)和下侧桥臂元件的导通占空比(dsun2、dsvn2、dswn2)之间具有下式(12)～(14)的关系。

dsup2+dsun2＝1(12)

dsvp2+dsvn2＝1(13)

dswp2+dswn2＝1(14)

因此，例如在dsup2为0.6的情况下，根据上式(12)，dsun2为0.4。根据以上内容，基于第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’的第2电压施加器3b中的各开关元件的导通占空比确定。

图9是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的动作说明图。具体而言，为表示第1电压施加器3a的半导体开关sup1、svp1、swp1、及第2电压施加器3b的半导体开关sup2、svp2、swp2的导通关断模式与电流检测器4a、4b中的开关信号的周期(pwm周期)tsw内的电流检测定时之间的关系的图。

另外，sun1、svn1、swn1及sun2、svn2、swn2分别与sup1、svp1、swp1及sup2、svp2、swp2处于反转(若是1则为0，若是0则为1，但是除去死区期间)的关系，因此，省略图示。

图9中，关于第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’，按照从大到小的顺序为第1最大相电压emax1、第1中间相电压emid1、第1最小相电压emin1时，具有下式(15)～(17)的关系。

emax1＝vu1’(15)

emid1＝vv1’(16)

emin1＝vw1’(17)

同样，关于第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’，按照从大到小的顺序为第2最大相电压emax2、第2中间相电压emid2、第2最小相电压emin2时，具有下式(18)～(20)的关系。

emax2＝vu2’(18)

emid2＝vv2’(19)

emin2＝vw2’(20)

在时刻t1(n)，设sup1、sup2为1，且设svp1、swp1、svp2、swp2为0，从时刻t1(n)持续到经过δt1后的时刻t2(n)。根据图3、图4，在时刻t1(n)～t2(n)，第1电压矢量为v1(1)，第2电压矢量为v1(2)。电流检测器4a、4b在时刻t1(n)～t2(n)中的时刻ts1-1(n)检测idc1、idc2。

在设第1电压施加器3a、第2电压施加器3b的死区时间与第1电流检测器检测idc1或者第2电流检测器检测idc2所需的时间(例如检测波形中包含的振荡收敛所需的时间、采样保持所需的时间)之和为“第1规定值”的情况下，错开时间δt1设定为该“第1规定值”以上。

根据图3，在时刻t1(n)～t2(n)，第1电压矢量为v1(1)，在时刻ts1-1(n)检测出的idc1等于iu1。根据图4，在时刻t1(n)～t2(n)，第2电压矢量为v1(2)，在时刻ts1-1(n)检测出的idc2等于iu2。

接着，在时刻t2(n)，svp1、svp2为1，从时刻t2(n)到经过δt2后的时刻t3(n)为止持续该开关模式。根据图3、图4，在时刻t2(n)～t3(n)，第1电压矢量为v2(1)，第2电压矢量为v2(2)。电流检测器4a、4b在时刻t2(n)～t3(n)中的时刻ts1-2(n)再次检测idc1、idc2。错开时间δt2与错开时间δt1同样，设定为“第1规定值”以上。

根据图3，在时刻t2(n)～t3(n)，第1电压矢量为v2(1)，在时刻ts1-2(n)检测出的idc1等于-iw1。根据图4，在时刻t2(n)～t3(n)，第2电压矢量为v2(2)，在时刻ts1-2(n)检测出的idc2等于-iw2。

根据以上内容，由于已检测出第1绕组的电流iu1、iw1、第2绕组的电流iu2、iw2，因此，若利用三相电流之和为零这一情况，则可检测出第1三相电流iu1、iv1(＝-iu1-iw1)、iw1、第2三相电流iu2、iv2(＝-iu2-iw2)、iw2。

然后，在时刻t3(n)，设swp1、swp2为1。sup1～swp2的脉冲宽度(“1”的持续时间)由各开关所对应的导通占空比dsup1、dswp2和开关周期tsw的相乘值决定。

根据以上内容，在本实施方式1中，按照第1最大相电压emax1所对应的相的上侧桥臂元件的开关、第1中间相电压emid1所对应的相的上侧桥臂元件的开关、第1最小相电压emin1所对应的相的上侧桥臂元件的开关的顺序，将时刻错开设定为第1规定值以上的δt1、δt2来进行导通。

然后，利用这种开关，形成图3所示的、能根据idc1检测出第1三相电流iu1、iv1、iw1中的2相的2种第1电压矢量，并形成图4所示的、能根据idc2检测出第2三相电流iu2、iv2、iw2中的2相的2种第2电压矢量。

然而，根据第1中间相电压emid1所对应的相的电压指令值，有时会无法形成能根据idc1检测出第1三相电流iu1、iv1、iw1中的2相的2种第1电压矢量，其结果导致有时无法检测出第1三相电流iu1、iv1、iw1。

例如，图10是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的与图9不同的动作说明图，举例示出无法检测第1三相电流iu1、iv1、iw1的情况。

图10中，示出vv1’较小，dsvp1·tsw小于δt2的状态。在此状态下，若在时刻t2(n)使svp1导通，则在时刻t3(n)之前关断，第1电压矢量v2(1)无法跨越错开时间δt2的区间形成。

此外，图11是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的与图9、图10不同的动作说明图，与图10同样，举例示出无法检测第1三相电流iu1、iv1、iw1的情况。

图11中，示出vv1’较大，dsvp1·tsw大于tsw-δt1的状态。在此状态下，即使在开关周期tsw结束的时刻t4(n)使svp1关断的情况下，若不在时刻t2(n)之前使svp1导通，则无法实现与dsvp1·tsw对应的脉冲宽度。作为其结果，v1(1)无法跨越错开时间δt1的区间形成。

图12是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的与图10、图11不同的动作说明图，举例示出无法检测第2三相电流iu2、iv2、iw2的情况。对于第2电压施加器3b也同样，如图12所示，在vv2’较小的情况下，v2(2)无法跨越错开时间δt2的区间形成。

此外，图13是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的与图12不同的动作说明图，举例示出无法检测第2三相电流iu2、iv2、iw2的情况。如图13所示，在vv2’较大的情况下，v1(2)无法跨越错开时间δt1的区间形成。

该课题可通过增大专利文献1所记载的开关周期(专利文献1中的控制周期)tsw来解决。若设错开时间δt1、错开时间δt2为固定时间，则通过增大tsw，错开时间δt1、错开时间δt2在tsw中所占的比例下降。因此，在之前所述的中间相电压较小且dsvp1较小的情况、中间相电压较大且dsvp1较大的情况下，也能进行电流检测。

然而，若增大tsw，则由tsw的倒数提供的开关频率下降，若该频率进入可听区域，则产生开关频率分量的噪音增大的问题。例如，在交流旋转电机1a为电动助力转向用电动机的情况下，开关频率设定为20khz以上(可听区域的频带外)。

这是由于，人类的可听区域为20hz～20khz，通过设定为20khz以上(可听区域的频带外)，开关频率分量的声音无法被人耳听见。然而，若为了确保错开时间δt1、错开时间δt2而使开关频率低于20khz，则开关频率分量的声音被人耳听见，其结果成为噪音。

此外，在不增大开关周期而采用之前的图10～图13所示的方法的情况下，也存在其他问题。图10中，即使放弃在δt2区间内检测idc1，svp1的关断定时为t2(n)～t3(n)之间，与检测idc2的定时ts1-2(n)的间隔接近。因此，由于使svp1关断的开关操作，在idc2中产生检测噪音，从而在δt2区间有可能无法正确检测出idc2。

此外，图11中，即使放弃在δt1区间内检测idc1，svp1的导通定时为t1(n)～t2(n)之间，与检测idc2的定时ts1-1(n)的间隔接近。因此，由于使svp1导通的开关操作，在idc2中产生检测噪音，从而在δt1区间有可能无法正确检测出idc2。

此外，图12中，即使放弃在δt2区间内检测idc2，svp2的关断定时为t2(n)～t3(n)之间，与检测idc1的定时ts1-2(n)的间隔接近。因此，由于使svp2关断的开关操作，在idc1中产生检测噪音，从而在δt2区间有可能无法正确检测出idc1。

此外，图13中，即使放弃在δt1区间内检测idc2，svp2的导通定时为t1(n)～t2(n)之间，与检测idc1的定时ts1-1(n)的间隔接近。因此，由于使svp2导通的开关操作，在idc1中产生检测噪音，从而在δt1区间有可能无法正确检测出idc1。

此外，若为了应对这些问题而限制第1电压指令的振幅，使得第1中间相电压emid1在能确保错开时间δt1、δt2的范围内，则施加于交流旋转电机1a的电压受到限制，产生利用交流旋转电机1a无法产生高输出的其他问题。

因而，本发明中，其技术特征在于，即使允许根据第1中间相电压emid1的大小而无法检测出idc1，但对idc2进行高精度的检测，并且，即使允许根据第2中间相电压emid2的大小而无法检测出idc2，但对idc1进行高精度的检测。

以下说明用于此的半导体开关sup1～swn1、sup2～swn2的导通关断模式。另外，图12及图13的问题与图10及图11的问题相同，因此，以下具体说明用于消除图10及图11的问题的方法。

图14是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的动作说明图，示出用于解决之前的图10的问题的动作。具体而言，该图14中，相对于之前的图10，将svp1的导通定时从t2(n)转移至t5(n)。

t5(n)设定为在第1最小相电压导通的定时t3(n)前后的“第2规定值”以内。此处，“第2规定值”为小于“第1规定值”的值，为比母线电流检测定时ts1-2(n)与第1最小相导通的定时t3(n)的间隔要小的值。另外，也可设定成使得t3(n)与t5(n)一致，即，将第1中间相电压和第1最小相电压同时导通。

如之前的图10那样，在第1中间相电压的导通时间为对应于δt2以下的值的情况下，如图14那样，使第1中间相电压的导通时间与第1最小相电压的导通时间以在第2规定值以内的方式接近。由此，图14的结构中，在ts1-2(n)附近，第1电压施加器3a不再进行开关，与之前的图10相比，可高精度地检测在ts1-2(n)的idc2。

图15是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的动作说明图，示出用于解决之前的图11的问题的动作。具体而言，该图15中，相对于之前的图11，将svp1的导通定时从t2(n)转移至t6(n)。

t6(n)设定为在第1最大相电压导通的定时t1(n)前后的“第2规定值”以内。另外，也可设定成使得t1(n)与t6(n)一致，即，将第1中间相电压和第1最大相电压同时导通。

如之前的图11那样，在第1中间相电压的导通时间为对应于δt2以下的值的情况下，如图15那样，使第1中间相电压的导通时间与第1最大相电压的导通时间以在第2规定值以内的方式进行接近。由此，图15的结构中，在ts1-1(n)附近，第1电压施加器3a不再进行开关，与之前的图11相比，可高精度地检测在ts1-1(n)的idc2。

图16是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的与图9不同的动作说明图。

图16中，与之前的图9同样，在第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’中，按照从大到小的顺序设为第1最大相电压emax1、第1中间相电压emid1、第1最小相电压emin1时，设为具有上式(15)～(17)的关系，在第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’中，按照从大到小的顺序设为第2最大相电压emax2、第2中间相电压emid2、第2最小相电压emin2时，设为具有上式(18)～(20)的关系。

在时刻t1(n)，设sup1、sup2、svp1、svp2为1，且设swp1、swp2为0，从时刻t1(n)持续到经过δt1后的时刻t2(n)。根据图3、图4，在时刻t1(n)～t2(n)，第1电压矢量为v2(1)，第2电压矢量为v2(2)。电流检测器4a、4b在时刻t1(n)～t2(n)中的时刻ts1-1(n)检测idc1、idc2。

根据图3，在时刻t1(n)～t2(n)，第1电压矢量为v2(1)，在时刻ts1-1(n)检测出的idc1等于-iw1。根据图4，在时刻t1(n)～t2(n)，第2电压矢量为v2(2)，在时刻ts1-1(n)检测出的idc2等于-iw2。

接着，在时刻t2(n)，svp1、svp2为0，从时刻t2(n)到经过δt2后的时刻t3(n)为止持续该开关模式。根据图3、图4，在时刻t2(n)～t3(n)，第1电压矢量为v1(1)，第2电压矢量为v1(2)。电流检测器4a、4b在时刻t2(n)～t3(n)中的时刻ts1-2(n)再次检测idc1、idc2。

根据图3，在时刻t2(n)～t3(n)，第1电压矢量为v1(1)，在时刻ts1-2(n)检测出的idc1等于iu1。根据图4，在时刻t2(n)～t3(n)，第2电压矢量为v1(2)，在时刻ts1-2(n)检测出的idc2等于iu2。

根据以上内容，由于已检测出第1绕组的电流iu1、iw1、第2绕组的电流iu2、iw2，因此，若利用三相电流之和为零这一情况，则可检测出第1三相电流iu1、iv1(＝-iu1-iw1)、iw1、第2三相电流iu2、iv2(＝-iu2-iw2)、iw2。

然后，在时刻t3(n)，设sup1、sup2为1。sup1～swp2为“0”的持续时间由从1减去各开关所对应的导通占空比dsup1、dswp2后的值和开关周期tsw的相乘值决定。

根据以上内容，在本实施方式1的其他示例中，按照第1最小相电压emim1所对应的相的上侧桥臂元件的开关、第1中间相电压emid1所对应的相的上侧桥臂元件的开关、第1最大相电压emax1所对应的相的上侧桥臂元件的开关的顺序，将时刻错开设定为第1规定值以上的δt1、δt2来进行关断。

然后，利用这种开关，形成图3所示的、能根据idc1检测出第1三相电流iu1、iv1、iw1中的2相的2种第1电压矢量，并形成图4所示的、能根据idc2检测出第2三相电流iu2、iv2、iw2中的2相的2种第2电压矢量。

然而，与图9所示的动作说明例同样，在图16所示的动作说明例中，根据第1中间相电压emid1所对应的相的电压指令值，有时也会无法形成能根据idc1检测出第1三相电流iu1、iv1、iw1中的2相的2种第1电压矢量，其结果导致有时无法检测出第1三相电流iu1、iv1、iw1。

例如，图17是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的与图16不同的动作说明图，举例示出无法检测第1三相电流iu1、iv1、iw1的情况。

图17中，示出vv1’较小，dsvp1·tsw小于δt1的状态。在此状态下，若在时刻t1(n)使svp1导通，则在时刻t2(n)之前关断，第1电压矢量v2(1)无法跨越错开时间δt1的区间形成，在δt1区间无法检测出idc1。

此外，svp1的关断定时为t1(n)～t2(n)之间，与检测idc2的定时ts1-1(n)的间隔接近。因此，由于使svp1关断的开关操作，在idc2中产生检测噪音，从而在δt2区间有可能无法正确检测出idc2。

此外，图18是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的与图16、图17不同的动作说明图，与之前的图17同样，举例示出无法检测第1三相电流iu1、iv1、iw1的情况。

图17中，示出vv1’较大，svp1的关断时间(1-dsvp1)·tsw小于δt2的状态。在此状态下，与图12同样，若在时刻t2(n)使svp1关断，则在时刻t3(n)之前导通，其结果，第1矢量v1(1)无法跨越错开时间δt2的区间形成，在δt2区间无法检测出idc1。

此外，svp1的导通定时为t2(n)～t3(n)之间，与检测idc2的定时ts1-2(n)的间隔接近。因此，由于使svp1导通的开关操作，在idc2中产生检测噪音，从而在δt2区间有可能无法正确检测出idc2。

图19是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的与图17、图18不同的动作说明图，举例示出无法检测第2三相电流iu2、iv2、iw2的情况。对于第2电压施加器3b也同样，如图19所示，在vv2’较小的情况下，v2(2)无法跨越错开时间δt1的区间形成，在δt1区间无法检测出idc2。

此外，svp2的关断定时为t1(n)～t2(n)之间，与检测idc1的定时ts1-1(n)的间隔接近。因此，由于使svp2关断的开关操作，在idc1中产生检测噪音，从而在δt1区间有可能无法正确检测出idc1。

此外，图20是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的与图19不同的动作说明图，举例示出无法检测第2三相电流iu2、iv2、iw2的情况。如图20所示，在vv2’较大的情况下，v1(2)无法跨越错开时间δt2的区间形成，在δt2区间无法检测出idc2。

此外，svp2的导通定时为t2(n)～t3(n)之间，与检测idc1的定时ts1-2(n)的间隔接近。因此，由于使svp2导通的开关操作，在idc1中产生检测噪音，从而在δt2区间有可能无法正确检测出idc1。

图21是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的动作说明图，示出用于解决之前的图17的问题的动作。具体而言，该图21中，相对于之前的图17，将svp1的关断定时转移至t7(n)。

t7(n)设定为在第1最小相电压关断的定时t4(n)前后的“第2规定值”以内。这样，使第1中间相电压的关断时间与第1最小相电压的关断时间以在第2规定值以内的方式进行接近。由此，图21的结构中，在ts1-1(n)附近，第1电压施加器3a不再进行开关，与之前的图17相比，可高精度地检测在ts1-1(n)的idc2。

图22是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通关断模式、及电流检测器4a、4b中的电流检测定时的动作说明图，示出用于解决之前的图18的问题的动作。具体而言，该图22中，相对于之前的图18，将svp1的关断定时转移至t8(n)。

t8(n)设定为在第1最大相电压导通的定时t3(n)前后的“第2规定值”以内。这样，使第1中间相电压的关断时间与第1最大相电压的关断时间以在第2规定值以内的方式进行接近。由此，图22的结构中，在ts1-2(n)附近，第1电压施加器3a不再进行开关，与之前的图18相比，可高精度地检测在ts1-2(n)的idc2。

另外，如上述那样，在图14、图15、图21、图22中，对于在第1中间相电压emid1无法确保错开时间δt1、δt2的情况下在ts1-1(n)、ts1-2(n)可高精度地检测idc2的方法进行了阐述。然而，通过应用本发明中的开关模式，在第2中间相电压emid2无法确保错开时间δt1、δt2的情况下，在ts1-1(n)、ts1-2(n)，可高精度地检测idc1，以替代idc2，这是不言而喻的。

接着，对第1检测可否判定器12a及第2检测可否判定器12b进行说明。图23是关于本发明的实施方式1的第1检测可否判定器12a及第2检测可否判定器12b的功能的说明图。

具体而言，第1电流可否判定器12a判别第1中间相电压emid1所对应的相的电压指令值是否在第3规定值vs3以下、且在第4规定值vs4以上的范围，并判别第1电流检测器4a能否检测出第1三相电流。同样，第2电流可否判定器12b判别第2中间相电压emid2所对应的相的电压指令值是否在第3规定值vs3以下、且在第4规定值vs4以上的范围，并判别第2电流检测器4b能否检测出第2三相电流。

此处，若第1中间相电压emid1、第2中间相电压emid2等于第3规定值vs3，则意味着中间相电压的上侧桥臂元件的tsw的导通时间等于tsw-δt1。因此，第3规定值vs3相当于可确保错开时间δt1的上限值。

另一方面，若第1中间相电压emid1、第2中间相电压emid2等于第4规定值vs4，则意味着中间相电压的上侧桥臂元件的tsw的导通时间可确保δt2。因此，第4规定值vs4相当于可确保错开时间δt2的下限值。

图23(a)利用虚线表示图7(b)所示的第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’，利用实线表示第1中间相电压emid1，利用点划线表示第3规定值vs3及第4规定值vs4。此处，设定成

vs3＝0.4vdc1

vs4＝-0.4vdc1

图23(b)为第1检测可否判定器12a的输出。第1检测可否判定器12a通过判别第1中间相电压emid1在第3规定值vs3以下、且在第4规定值vs4以上的范围内还是范围外，来判别能否检测出第1三相电流。而且，第1检测可否判定器12a输出第1检测可否判定信号flag＿1，该第1检测可否判定信号flag＿1在第1中间相电压emid1在第3规定值vs3以下、且在第4规定值vs4以上的范围内时为1，在范围外时为0。

图23(c)利用虚线表示图8(b)所示的第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’，利用实线表示第2中间相电压emid2，利用点划线表示第3规定值vs3及第4规定值vs4。

图23(d)为第2检测可否判定器12b的输出。第2检测可否判定器12b通过判别第2中间相电压emid2在第3规定值vs3以下、且在第4规定值vs4以上的范围内还是范围外，来判别能否检测出第2三相电流，并输出在第3规定值vs3以下、且在第4规定值vs4以上的范围内为1而在范围外则为0的第2检测可否判定信号flag＿2。

若着眼于第1检测可否判定信号flag＿1，则在电压相位角θv为60×x(x：0、1、2、3、4、5、6)度附近为0。若着眼于第2检测可否判定信号flag＿2，则在电压相位角θv为30+60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近为0。

因此，在第1检测可否判定信号flag＿1和第2检测可否判定信号flag＿2中，成为0的电压相位角θv彼此错开30度，在flag＿1为0时，flag＿2为1，反之，在flag＿2为0时，flag＿1为1。由此可知，flag＿1和flag＿2不会同时为0，至少一方为1。

图24是表示本发明的实施方式1的第1检测可否判定器12a的一连串动作的流程图。在步骤s1000a中，第1检测可否判定器12a基于第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’，计算第1中间相电压emid1。

步骤s1000b中，第1检测可否判定器12a判定第1中间相电压emid1是否为第3规定值vs3以下，若为“是”，则前进至步骤s1000c，若为“否”，则前进至步骤s1000e。

在前进至步骤s1000c的情况下，第1检测可否判定器12a判定第1中间相电压emid1是否为第4规定值vs4以上，若为“是”，则前进至步骤s1000d，若为“否”，则前进至步骤s1000e。

在前进至步骤s1000d的情况下，第1检测可否判定器12a将1代入至第1检测可否判定信号flag＿1。另一方面，在前进至步骤s1000e的情况下，第1检测可否判定器12a将0代入至第1检测可否判定信号flag＿1。

图25是表示本发明的实施方式1的第2检测可否判定器12b的一连串动作的流程图。在步骤s2000a中，第2检测可否判定器12b基于第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’，计算第2中间相电压emid2。

步骤s2000b中，第2检测可否判定器12b判定第2中间相电压emid2是否为第3规定值vs3以下，若为“是”，则前进至步骤s2000c，若为“否”，则前进至步骤s2000e。

步骤s2000c中，第2检测可否判定器12b判定第2中间相电压emid2是否为第4规定值vs4以上，若为“是”，则前进至步骤s2000d，若为“否”，则前进至步骤s2000e。

在前进至步骤s2000d的情况下，第2检测可否判定器12b将1代入至第2检测可否判定信号flag＿2。另一方面，在前进至步骤s2000e的情况下，第2检测可否判定器12b将0代入至第2检测可否判定信号flag＿2。

接着，使用图26对切换器7a的动作进行说明。图26是表示本发明的实施方式1的切换器7a的一连串动作的流程图。切换器7a的切换动作根据步骤s3100a中的第1检测可否判定信号flag＿1是否等于1的判定结果、及步骤s3100b中的第2检测可否判定信号flag＿2是否等于1的判定结果，分为步骤s3100c、3100d、3100e的情况。

在flag＿1等于1、且flag＿2等于1的情况下，前进至步骤s3100c，作为id1’、iq1’，选择第1绕组的电流id1、iq1，作为id2’、iq2’，选择第2绕组的电流id2、iq2并输出。

在flag＿1等于1、且flag＿2不等于1的情况下，前进至步骤s3100d，作为id1’、iq1’，选择第1绕组的电流id1、iq1，作为id2’、iq2’，也选择第1绕组的电流id1、iq1并输出。

在flag＿1不等于1的情况下，无关乎flag＿2的值，前进至步骤s3100e，作为id1’、iq1’，选择第2绕组的电流id2、iq2，作为id2’、iq2’，也选择第2绕组的电流id2、iq2并输出。

另外，在上述实施方式1中，对于利用第1电压施加器3a以第1规定值以上的导通间隔(δt1、δt2)对第1三相绕组施加电压的示例进行了说明。然而，即使在以第1规定值以上的关断间隔施加电压的情况下，本发明也当然为有用的。

此外，在上述实施方式1中，对如下示例进行了说明：如图15所示，在第1中间相电压大于第1规定值的情况下，变更第1中间相电压使得其在第1最大相电压与第2规定值以内的时刻变更成导通。然而，除第1中间相电压以外，第1最小相电压也可在与第1最大相电压为第2规定值以内的时刻变更成导通。

在此情况下，施加于第1三相绕组的电压在3相全部为第2规定值以内时导通。因此，本发明通过对于判断为无法检测电流的第1三相绕组或第2三相绕组，将其中至少2相的导通或关断间隔设定为第2规定值以内，从而可获得效果。

如以上所述，根据实施方式1，可避免在电流检测定时的电压施加器的开关，而无需像专利文献1那样延长开关周期tsw，也无需限制第1电压指令的振幅以达到第1中间相电压可确保错开时间的范围。其结果使得可获得在维持交流旋转电机1a的低噪音的状态下能实现高输出化的效果。

实施方式2

本实施方式2的交流旋转电机的控制装置中，第1检测可否判定器12c中的运算处理与之前的实施方式1中的第1检测可否判定器12a不同。因而，以下以本实施方式2的第1检测可否判定器12c的运算处理为中心进行说明。

图27是表示本发明的实施方式2的第1检测可否判定器12c的一连串动作的流程图。在步骤s4000a中，第1检测可否判定器12c基于第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’，计算第1最大相电压emax1、第1中间相电压emid1、第1最小相电压emin1。

步骤s4000b中，第1检测可否判定器12c判定第1最大相电压与第1中间相电压之差(emax1-emid1)是否为第5规定值vs5以上，若为“是”，则前进至步骤s4000c，若为“否”，则前进至步骤s4000e。

在前进至步骤s4000c的情况下，第1检测可否判定器12c判定第1中间相电压与第1最小相电压之差(emid1-emin1)是否为第5规定值vs5以上，若为“是”，则前进至步骤s4000d，若为“否”，则前进至步骤s4000e。

在前进至步骤s4000d的情况下，第1检测可否判定器12c将1代入至第1检测可否判定信号flag＿1。另一方面，在前进至步骤s4000e的情况下，第1检测可否判定器12c将0代入至第1检测可否判定信号flag＿1。

此处，第5规定值vs5基于错开时间δt1或错开时间δt2、与开关周期tsw(50μs)之比来决定即可。例如，若设错开时间δt1＝δt2＝5μs、开关周期为tsw，则第5规定值vs5为δt1/tsw·vdc＝0.1vdc。

图28是表示在将本发明的实施方式2的第5规定值vs5设定为0.1vdc时与之前的图27的各步骤对应的波形的图。图28(a)为第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’的波形。图28(b)为步骤s4000a所对应的第1最大相电压emax1、第1中间相电压emid1、第1最小相电压emin1的各波形。

图28(c)为步骤s4000b所对应的第1最大相电压与第1中间相电压之差emax1-emid1、及步骤s4000c所对应的第1中间相电压与第1最小相电压之差emid1-emin1的各波形。此外，图28(d)为步骤s4000d及步骤s4000e所对应的第1检测可否判定信号flag＿1的波形。

如本实施方式2所示，计算第1最大相电压与第1中间相电压之差、第1中间相电压与第1最小相电压之差，在这些值小于第5规定值的情况下，即使判定为无法检测出第1三相电流，仍可获得与之前的实施方式1同等的效果。

此外，本实施方式2中，基于作为偏移运算器11a的输出的第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’，第1检测可否判定器12c判定可否检测第1三相电流。然而，即使将作为偏移运算器11a的输入的第1电压指令vu1、vv1、vw1作为第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’的替代来进行代入运算，emax1-emid1、emid1-emin1的运算结果也相同。

因此，即使构成为将第1电压指令vu1、vv1、vw1输入到第1检测可否判定器12c，也可获得与基于第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’来进行计算的情况同等的效果。

另外，本实施方式2中，对第1检测可否检测器12c的运算进行了阐述。与此相对，对于第2检测可否判定器12b，通过利用第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’，与第1检测可否判定器12c同样地实施之前图27的运算，当然可获得第2检测可否判定信号flag＿2。

实施方式3

本实施方式3的交流旋转电机的控制装置中，第1检测可否判定器12d中的运算处理与之前的实施方式1中的第1检测可否判定器12a不同。因而，以下以本实施方式3的第1检测可否判定器12d的运算处理为中心进行说明。

本实施方式3中的第1检测可否检测器12d基于第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’，利用下式(21)，计算电压相位角θv，根据电压相位角θv的区域，判定可否检测第1三相电流。

[数学式1]

在之前的实施方式1中，示出在电压相位角θv为60×x(x：0、1、2、3、4、5、6)度附近，无法检测第1三相电流。因而，第1检测可否判定器12d在通过基于第1电压指令的运算获得的θv为60×x-α以上、60×x+α以下(其中，α：裕量)的范围内的情况下，判定为无法检测，输出0作为flag＿1，在处于范围外的情况下，判定为可检测，输出1作为flag＿1。

此处，裕量α由错开时间δt1、δt2、第1电压指令的最大值等来决定，但为30度以内的大小。

如本实施方式3所示，即使根据第1电压指令的电压相位角，判定可否进行第1三相电流的检测判定，也可获得与之前的实施方式1同等的效果。

另外，在之前的实施方式1中，示出在电压相位角θv为30+60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近，无法检测第2三相电流。因而，第2检测可否器12d也可构成为在通过基于第1电压指令的运算获得的θv为30+60×x-α以上、30+60×x+α(其中，α：裕量)以下的范围内的情况下，判定为无法检测，输出0作为flag＿2，在处于范围外的情况下，判定为可检测，输出1作为flag_2。

此外，本实施方式3中，基于作为偏移运算器11a的输出的第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’，第1检测可否判定器12d判定可否检测第1三相电流。然而，即使将作为偏移运算器11a的输入的第1电压指令vu1、vv1、vw1作为第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’的替代来进行代入运算，上式(21)的运算结果也相同。

因此，即使构成为将第1电压指令vu1、vv1、vw1输入到第1检测可否判定器12d，也可获得与基于第1电压指令vu1’、vv1’、vw1’来进行计算的情况同等的效果。

除此之外，基于旋转二轴的电压指令vd1、vq1求出电压相位角θv的方式等在基于电压指令求出电压相位角θv的基础上，基于电压相位角θv判定可否检测第1三相电流或可否检测第2三相电流的方法全部包含在本发明中。

此外，第1检测可否判定器12d也可利用第2电压指令vu2’、vv2’、vw2’取代第1电压指令vu1、vv1、vw1，按照下式(22)来求出电压相位角θv。

[数学式2]

除此之外，当然，即使利用第1电压指令vu2、vv2、vw2、旋转二轴的电压指令vd2、vq2，也可计算电压相位角θv。

此外，通过进行上式(21)、及上式(22)的双方的运算，利用其平均值判定可否检测第1三相电流或可否检测第2三相电流，可获得抑制电压相位角θv中包含的噪声分量的效果。

实施方式4

图29是表示本发明的实施方式4的交流发电机的控制装置的整体结构的图。本实施方式4的结构与之前的实施方式1的结构相比，其不同点在于利用控制部5b来取代控制部5a。因此，以下对于控制部5b，以与控制部5a的变更点为中心进行说明。

加法器801a输出旋转二轴上的电流id1’与旋转二轴上的电流id2’的相加值(id1’+id2’)。

加法器801b输出旋转二轴上的电流iq1’与旋转二轴上的电流iq2’的相加值(iq1’+iq2’)。

减法器802a输出将旋转二轴上的电流id1’减去旋转二轴上的电流iq2’后的值(id1’-id2’)。

减法器802b输出将旋转二轴上的电流iq1’减去旋转二轴上的电流iq2’后的值(iq1’-iq2’)。

乘法器803a将从加法器801a输出的相加值(id1’+id2’)乘以k1倍，作为和电流id＿sum输出。此处，k1为0.5。

乘法器803b将从加法器801b输出的相加值(iq1’+iq2’)乘以k1倍，作为和电流iq＿sum输出。此处，k1为0.5。

乘法器804a将从减法器802a输出的相减值(id1’-id2’)乘以k2倍，作为差电流delta＿id输出。此处，k2为0.5。

乘法器804b将从减法器802b输出的相减值(iq1’-iq2’)乘以k2倍，作为差电流delta＿iq输出。此处，k2为0.5。

减法器805a计算交流旋转电机1a的d轴电流指令id＊与和电流id＿sum的偏差did＿sum。

减法器805b计算交流旋转电机1a的q轴电流指令iq＊与和电流iq＿sum的偏差diq＿sum。

控制器806a利用p控制器、pi控制器等，基于上述控制器的比例增益kpd＿sum和偏差did＿sum的相乘值，输出和电压vd＿sum，以将偏差did＿sum控制为零。

控制器806b利用p控制器、pi控制器等，基于上述控制器的比例增益kpq＿sum和偏差diq＿sum的相乘值，输出和电压vd＿sum，以将偏差diq＿sum控制为零。

控制器806c利用p控制器、pi控制器等，基于上述控制器的比例增益kpd＿delta和偏差delta＿did的相乘值，输出差电压delta＿vd，以将差电流delta＿id控制为零。

控制器806d利用p控制器、pi控制器等，基于上述控制器的比例增益kpq＿delta和偏差delta＿diq的相乘值，输出差电压delta＿vq，以将差电流delta＿iq控制为零。

加法器807a将和电压vd＿sum与差电压delta＿vd相加后的值作为第1电压指令vd1来输出。

加法器807b将和电压vq＿sum与差电压delta＿vq相加后的值作为第1电压指令vq1来输出。

减法器808a将和电压vd＿sum减去差电压delta＿vd后的值作为第2电压指令vd2来输出。

减法器808a将和电压vq＿sum减去差电压delta＿vq后的值作为第2电压指令vq2来输出。

接着，对实施方式4中的控制部5b的动作进行详细说明。在第1检测可否判定信号flag＿1、第2检测可否判定信号flag＿2均为1的情况下(即，判定为第1三相电流、第2三相电流均可检测的情况下)，旋转二轴上的电流id1’、iq1’等于第1绕组的电流id1、iq1，旋转二轴上的电流id2’、iq2’等于第2绕组的电流id2、iq2。

因此，和电流id＿sum、iq＿sum及差电流delta＿id、delta＿iq分别如下式(23)～(26)那样。

id＿sum＝k1×(id1’+id2’)

＝k1×(id1+id2)(23)

iq＿sum＝k1×(iq1’+iq2’)

＝k1×(iq1+iq2)(24)

delta＿id＝k2×(id1’-id2’)

＝k2×(id1-id2)(25)delta＿iq＝k2×(iq1’-iq2’)

＝k2×(iq1-iq2)(26)

即，和电流通过由第1电流检测器4a检测出的第1三相电流与由第2电流检测器4b检测出的第2三相电流之和来表示，差电流通过由第1电流检测器4a检测出的第1三相电流与由第2电流检测器4b检测出的第2三相电流之差来表示。

基于和电流id＿sum、iq＿sum、和电流增益，计算和电压vd＿sum、vq＿sum，基于差电流delta＿id、delta＿iq、差电流增益，计算差电压delta＿vd、delta＿vq。此外，利用加法器807a、807b及减法器808a、808b，计算第1电压指令vd1、vq1及第2电压指令vd2、vq2。

此处，交流旋转电机1a的第1三相绕组u1、v1、w1和第2三相绕组u2、v2、w2并未电连接，但彼此进行磁耦合。因此，在第2三相绕组中产生与第1三相电流的微分值、第1绕组和第2绕组间的互感之积成比例的电压。另一方面，在第1三相绕组中产生与第2三相电流的微分值、第1绕组和第2绕组间的互感之积成比例的电压。即，第1绕组与第2绕组进行磁干扰。

与此相对，本实施方式4中，基于和电流、差电流，计算第1电压指令vd1、vq1及第2电压指令vd2、vq2。其结果，在第1三相电流和第2三相电流均能检测的情况下，第1绕组的电压指令vd1、vq1除了考虑了由第1电流检测器4a检测出的第1三相电流以外，还将由第2电流检测器4b检测出的第2三相电流也考虑在内来计算。

同样，第2电压指令vd2、vq2除了考虑了由第2电流检测器4b检测出的第2三相电流以外，还将由第1电流检测器4a检测出的第1三相电流考虑在内来计算。因此，通过具备本实施方式4的结构，对于第1绕组和第2绕组的磁干扰，可构建更稳定的控制系统。

接着，在第1检测可否判定信号flag＿1为0、且第2检测可否判定信号flag＿2为1的情况下(即，判定为无法检测第1三相电流、且可检测第2三相电流的情况下)，如之前的图26所示，旋转二轴上的电流id1’、iq1’等于第1绕组的电流id1、iq1，旋转二轴上的电流id2’、iq2’也等于第2绕组的电流id2、iq2。

因此，和电流id＿sum、iq＿sum及差电流delta＿id、delta＿iq分别如下式(27)～(30)那样。

id＿sum＝k1×(id1’+id2’)

＝k1×(2×id2)(27)

iq＿sum＝k1×(iq1’+iq2’)

＝k1×(2×iq2)(28)

delta＿id＝k2×(id1’-id2’)＝0(29)

delta＿iq＝k2×(iq1’-iq2’)＝0(30)

根据上式(27)～(30)，和电流通过由第2电流检测器4b检测出的第2三相电流来表示，差电流为0。因此，第1电压指令vd1、vq1、第2电压指令vd2、vq2基于第2三相电流及和电流增益来计算。

接着，在第1检测可否判定信号flag＿1为1、且第2检测可否判定信号flag＿2为0的情况下(即，判定为可检测第1三相电流、且无法检测第2三相电流的情况下)，如之前的图26所示，旋转二轴上的电流id1’、iq1’等于第1绕组的电流id1、iq1，且旋转二轴上的电流id2’、iq2’也等于第1绕组的电流id1、iq1。

因此，和电流id＿sum、iq＿sum及差电流delta＿id、delta＿iq分别如下式(31)～(34)那样。

id＿sum＝k1×(id1’+id2’)

＝k1×(2×id1)(31)

iq＿sum＝k1×(iq1’+iq2’)

＝k1×(2×iq1)(32)

delta＿id＝k2×(id1’-id2’)＝0(33)

delta＿iq＝k2×(iq1’-iq2’)＝0(34)

根据上式(31)～(34)，和电流通过由第1电流检测器4a检测出的第1三相电流来表示，差电流为0。因此，第1电压指令vd1、vq1、第2电压指令vd2、vq2基于第1三相电流及和电流增益来计算。

此处，在第1检测可否判定器12a输出0作为flag＿1的情况下，利用上式(29)、(30)，在第2检测可否判定器12b输出0作为flag＿2的情况下，利用上式(33)、(34)，将差电流设定为0。因此，对差电流乘以差电压增益后的差电压也为零。

因而，也可将差电压delta＿vd、delta＿vq设定为0，省略根据差电流计算差电压为止的减法器802a、802b、乘法器804a、804b、控制器806c、806d。

另外，此处，作为无法检测的一侧的3相电流，利用了能检测的一侧的绕组的3相电流本身，但也可通过其他推定方法来求出。

此外，通过基于第1电压指令、第2电压指令、和电压、或交流旋转电机1a的转速中的至少一项使差电流增益kpd＿delta、kpq＿delta变动，可降低第1检测可否判定信号flag＿1、第2检测可否判定信号flag＿2从0向1、或从1向0切换时的差电流delta＿id、delta＿iq的脉动所产生的向差电压delta＿vd、delta＿vq的脉动。

图30是表示本发明的实施方式4中基于第1电压指令使差电流增益变动的状态的图。图30中，举例示出根据第1电压指令的振幅v1使差电流增益kpd＿delta、kpq＿delta变动的情况。在第1电压指令的振幅v1为阈值vsa1以下的情况下，将差电流增益kpd＿delta、kpq＿delta分别设为kpd＿delta1、kpq＿delta1，且设为固定值。

另一方面，在第1电压指令的振幅v1超过阈值vsa1的情况下，使差电流增益kpd＿delta、kpq＿delta分别在直线上降低。阈值vsa1及直线的斜率根据产生的脉冲水平来决定即可。此处，第1电压指令的振幅v1通过下式(35)来求出即可。

[数学式3]

此外，通过上式(35)的平方根的运算，在计算控制部5b的cpu的运算负荷增大的情况下，也可将图30的横轴设定为振幅的平方。此外，图30的横轴也可利用由下式(36)提供的第2电压指令的振幅v2、或由下式(37)提供的和电压的振幅v＿sum，或组合利用v1、v2、v＿sum。

[数学式4]

通过基于第1电压指令、第2电压指令、和电压中的至少一项使和电流增益kpd＿sum、kpq＿sum变动，可降低第1检测可否判定信号flag＿1、第2检测可否判定信号flag＿2切换时的和电流id＿sum、delta＿sum的脉动所产生的向和电压vd＿sum、vq＿sum的脉动。

图31是表示本发明的实施方式4中基于第1电压指令使和电流增益变动的状态的图。图31中，举例示出根据第1电压指令的振幅v1使和电流增益kpd＿sum、kpq＿sum变动的情况。在第1电压指令的振幅v1为阈值vsa1以下的情况下，将和电流增益kpd＿sum、kpq＿sum分别设为kpd＿sum1、kpq＿sum1，并设为固定值。

另一方面，在第1电压指令的振幅v1超过阈值vsa1的情况下，使和电流增益kpd＿sum、kpq＿sum分别在直线上降低。阈值vsa1及直线的斜率根据产生的脉动水平来决定即可。

此外，图31的横轴也可利用由上式(36)提供的第2电压指令的振幅v2、或由式(37)提供的和电压的振幅v＿sum，或组合利用v1、v2、v＿sum。此外，并不限于第1电压指令、第2电压指令、和电压的振幅，也可根据有效值进行切换。

此外，构成为将图30、图31的横轴设定为交流旋转电机1a的转速，在为与速度相关的规定阈值以下时，将和电流增益、差电流增益设为固定，在超过规定阈值时，根据速度降低和电流增益、差电流增益，也可获得同样的效果。

此外，对于包括交流旋转电机的控制装置的电动助力转向的控制，可应用实施方式1～4中所述的交流旋转电机的控制装置。在电动助力转向装置中，需要控制部，该控制部计算第1电压指令及第2电压指令，以使交流旋转电机产生对转向系统的转向转矩进行辅助的转矩。

而且，作为这种电动助力转向装置的控制部，通过应用本发明的交流旋转电机的控制装置，可在维持开关周期tsw的状态下，计算振幅较高的第1电压指令及第2电压指令。其结果，在使由开关周期的倒数提供的开关频率在可听区域外、维持静音性的状态下，可利用同一体积比构建更高输出的转向系统。换言之，为了获得同一输出比，可使装置更小型化，能获得可实现装载性较佳的转向系统的效果。