原申请案的申请日是2014年2月12日，原申请案的申请号是201410049320.6，且原申请案的发明名称是“用于感应式电源供应器的供电模块及电流信号检测方法”。技术领域本发明涉及一种用于感应式电源供应器的供电模块中的电流信号检测方法及相关受电模块，尤其涉及一种可在感应式电源供应器的供电模块中通过电流信号的侦测，采用电流及驱动信号时间差进行判读负载程度与金属异物存在状况，并通过自动调节触发位准与电流信号的触发取出数据调制信号，以及解析半周期电流信号的差异以取出数据调制信号的方法及相关受电模块。
背景技术：
感应式电源供应器中，为了安全运作，需要在供应端确认其供电线圈上感应区域为正确的受电装置，且在可以接收电力的状况下才进行电力发送，为了在供电端辨识是否为正确的受电装置，需要通过数据码传送来进行识别。数据码的传送是通过供电端驱动供电线圈产生谐振，发送电磁能量传送到受电端，以进行电力传送，而在受电端接收电力时，可通过信号调制技术改变接收线圈上的阻抗状态，再通过反馈影响供电线圈上的谐振载波信号变化。在现有技术中，线圈上谐振载波发生的电压与电流变化需要通过电压与电流检测电路取出，而取出后的电压变化需要将谐振载波由高频交流信号通过低通滤波器取出直流差动信号，电流也必须先转换成电压才能进行处理，其变化量非常小，因此需要通过放大处理才可取出调制信号。在中国发明专利申请号201310228302.X中，信号解析电路主要执行低通滤波及去直流位准耦合等运作，并结合比较器等电路将其微小的调制信号变化量转成数字信号，再由微处理器内的软件解读这些调制信号以进行译码。然而，现有技术尚有不足之处：第一，电压与电流的变化量不够明确也不够稳定，进入后端的信号解析电路时，若放大比不足时无法解析小信号，而放大比过大又容易混入噪声，所以电路较难设计且不可靠；第二，电压与电流变化量会因为线圈配置与功率传送大小等不同因素而改变，尤其在功率加大以后，其调制比(主谐振载波与调制信号深度的比例)会变小，正确译码会变得困难，因此接近满载后无法调制信号；第三，由于信号需经过滤波以后再进行解析，主谐振载波上的调制信号变化通过滤波器再产生变化需要经过数个周期，且调制信号改变的周期必须大于信号穿过滤波器以后达到稳定的时间，所以传送数据的速率会受限；第四，现有技术只能用于信号检测上，无法得知线圈上的负载状况，如线圈是否满载或是否有金属异物等；第五，信号解析电路需使用大量的电子组件，其成本较高，此外，零件越多会造成可靠度下降，只要其中一个零件出问题就会使电路失效。有鉴于此，现有技术实有改进的必要。
技术实现要素：
因此，本发明的主要目的在于提供一种用于感应式电源供应器的供电模块中的电流信号检测方法及对应受电模块，其可在感应式电源供应器中通过电流信号的侦测，采用电流及驱动信号时间差进行判读负载程度与金属异物，并通过自动调节触发位准与电流信号的触发取得调制信号，或通过解析半周期电流信号的差异以取得调制信号。本发明公开一种电流信号检测方法，用于一感应式电源供应器的一供电模块，所述供电模块包括一供电线圈及一谐振电容，所述方法包括在所述供电线圈及所述谐振电容之间串接一电流检测组件，以取得对应于所述供电线圈的一电流信号；以及解析所述电流信号，以取出所述感应式电源供应器的一受电模块的一数据。本发明还公开一种用于一感应式电源供应器的供电模块，包括一供电线圈；一谐振电容；一电流检测组件，串接在所述供电线圈及所述谐振电容之间，用来取得对应于所述供电线圈的电流的一电流信号；以及一控制单元，耦接至所述电流检测组件，用来解析所述电流信号，以取出所述感应式电源供应器的一受电模块的一数据。附图说明图1为本发明实施例一供电模块的示意图。图2为图1的供电模块的一实施方式的示意图。图3为本发明实施例感应式电源供应器空载下驱动信号及线圈信号的波形示意图。图4为本发明实施例感应式电源供应器具有负载下驱动信号及线圈信号的波形示意图。图5为本发明实施例感应式电源供应器满载下驱动信号及线圈信号的波形示意图。图6为本发明实施例感应式电源供应器受电端放置金属异物时驱动信号及线圈信号的示意图。图7为供电模块的另一实施方式的示意图。图8为本发明实施例信号未调制期间及调制期间电流信号及正半周比较器输出结果的波形示意图。图9为本发明实施例信号调制期间电流信号及正半周比较器输出结果的波形示意图。图10为本发明实施例信号调制期间受到噪声干扰时电流信号的波形示意图。图11为具有半波信号调制功能的一受电模块的示意图。图12为本发明实施例进行半波信号调制时电流信号的示意图。其中，附图标记说明如下：10供电模块102供电线圈104谐振电容106电流检测组件108控制单元110、110A、110B供电驱动单元S1电流信号121A、121B驱动装置123A、123B上桥开关组件124A、124B下桥开关组件210供电单元220显示单元230电流零点比较器T切换周期702信号判读电路A1、A2放大器712、714位准产生器722正半周比较器724负半周比较器VP正相电压信号VN反相电压信号VR1、VR2参考电压R1、R2输出结果1100受电模块SP1正半周电流信号SN1负半周电流信号具体实施方式请参考图1，图1为本发明实施例一供电模块10的示意图。如图1所示，供电模块10用于一感应式电源供应器，其包括一供电线圈102、一谐振电容104、一电流检测组件106、一控制单元108及一供电驱动单元110。供电线圈102可发送能量至受电端，并接收来自受电端的反馈信号。谐振电容104则用来搭配供电线圈102进行谐振，以产生交流电磁能量。电流检测组件106串接在供电线圈102及谐振电容104之间，可用来取得对应于供电线圈102电流的一电流信号S1。一般来说，电流检测组件106可为一电流检测电阻、一霍尔电流传感器(HallEffectCurrentSensor)或其它类型的电流检测器。控制单元108耦接至电流检测组件106，可用来解析电流信号S1，进而取出感应式电源供应器的一受电模块的数据。供电驱动单元110则用来驱动供电线圈102发送能量。相较于现有技术中电压信号或电流信号在解析以前必须先进行低通滤波，供电模块10不需通过滤波即可直接解析电流信号S1并取得调制信号，亦即，控制单元108可直接解析线圈产生的交流电信号。然而，在交流电信号中，取出精确电流值的方法十分困难，尤其是在无线充电系统中，交流电成份的频率较高且电流较大，因而不容易处理。在此情况下，可改通过取出并比较电流大小产生触发信号与否的方式来取得调制信号，另外通过电流方向检测可以进行负载状态判读。在一实施例中，供电模块10可通过电流方向的改变取得一负载信息，以指示感应式电源供应器的负载状态，同时判断感应式电源供应器的负载端是否有金属异物。请参考图2，图2为图1的供电模块10的一实施方式的示意图。在此例中，供电驱动单元110可对供电线圈102进行全桥驱动，因此供电驱动单元110包括供电驱动单元110A及110B两部分，其中供电驱动单元110A包括一驱动装置121A、一上桥开关组件123A及一下桥开关组件124A，而供电驱动单元110B包括一驱动装置121B、一上桥开关组件123B及一下桥开关组件124B。另一方面，供电模块10还包括一供电单元210及一显示单元220。供电单元210及显示单元220的运作方式已公开于前案中国发明专利申请号201310228302.X，在此不赘述。欲取得感应式电源供应器的负载信息，可参考供电线圈102两端的驱动信号切换的时间点以及线圈电流归零的时间点。请参考图3，图3为本发明实施例感应式电源供应器空载下驱动信号A、B及线圈信号的波形示意图。驱动信号A及B分别为控制供电驱动单元110A及110B的开关信号，其可通过供电驱动单元110A及110B的内部组件驱动供电线圈102及谐振电容104产生谐振。图3以全桥驱动为例，即驱动信号A及B互为反向的开关信号。如图3所示，驱动信号A及B在供电线圈102上进行电流拉扯，在空载状况下，穿过线圈的电流没有遇到阻力，会呈现三角波的波形，而电流会在供电线圈102及谐振电容104之间双向交替流动。当电流双向交替时，有一时间点是无电流的状态，即电流归零的时间点。在每一驱动周期T中，电流都会归零两次。就驱动信号A而言，当驱动信号A在高电位时，代表电流往上推的力量，当驱动信号A降至低电位后，电流也开始转换方向。在空载时，驱动信号A切换电位至电流归零的时间大约为切换周期T的四分之一。请参考图4，图4为本发明实施例感应式电源供应器具有负载下驱动信号A、B及线圈信号的波形示意图。如图4所示，加上负载后，因为供电线圈102及谐振电容104与受电端的线圈及电容产生谐振互动，所以电流开始产生变化。当负载加重时，电流归零的时间点会逐渐靠近驱动信号A切换至低电位的时间点。请参考图5，图5为本发明实施例感应式电源供应器满载下驱动信号A、B及线圈信号的波形示意图。当感应式电源供应器满载时，供电模块10对受电端具有最大推力(即最大能量转移)，超过此最大值以后，功率及充电效率都会下降。如图5所示，在满载的情况下，驱动信号A切换电位的时间点会大致等于电流归零的时间点。此外，当感应式电源供应器过载时，驱动信号A切换电位的时间点则落后于电流归零的时间点。如此一来，控制单元108可根据驱动信号A由高电位切换至低电位的时间点与电流归零的时间点的时间差，判断感应式电源供应器的负载状态，进而取得负载信息。当驱动信号A切换电位的时间点与电流归零的时间点的时间差大致为驱动信号A切换周期T的四分之一时，控制单元108判断感应式电源供应器的负载状态为空载；当驱动信号A切换电位的时间点与电流归零的时间点的时间差小于驱动信号A切换周期T的四分之一时，控制单元108判断感应式电源供应器具有负载；而当驱动信号A切换电位的时间点与电流归零的时间点的时间差趋近于零时，控制单元108则判断感应式电源供应器接近满载状态。另一方面，由于驱动信号B与驱动信号A互为反相的电压信号，因此也可根据驱动信号B切换电位的时间点与电流归零的时间点进行判断，其判断方式与前述采用驱动信号A的判断方式相同，在此不赘述。在此例中，电流检测组件106只在电流变换方向时取得电流归零的时间点。换句话说，电流检测组件106取出电流的方向以进行信号判读，可不考虑电流大小。因此，在电流检测组件106的输出端可设置一电流零点比较器230，以根据电流的方向产生一相对应的输出值。举例来说，当电流为正向时，电流零点比较器230可输出1(高电位)；当电流为反向时，电流零点比较器230则输出0(低电位)，由于控制单元108所需的信息是电流归零的时间点，因此不需要限定哪一方向为正向。如此一来，电流零点比较器230即可将电流的方向信息传送至控制单元108，并排除电流大小。而控制单元108可依据电流零点比较器230所输出的信号，计算电流归零的时间点。值得注意的是，电流信号S1不一定以电流形式传送至后端的比较器或控制单元，其也可能以电压形式、数字形式或其它形式传送。举例来说，在上述实施例中，电流检测组件106可包括一电阻串接在供电线圈102及谐振电容104之间，电流信号S1可为电阻两端的电压相减而得的结果，电流检测组件106再将电流信号S1传送至电流零点比较器230，以和零电位进行比较。在此情况下，电流信号S1为相对应于线圈电流的一电压形式信号，并通过和零电位的比较判断出线圈电流的方向。在一实施例中，控制单元108包括一定时器，用来计算电流归零的时间点与驱动信号A及B切换电位的时间点的时间差。当驱动信号A及B切换电位时，控制单元108启动定时器并开始计时。当电流信号S1由1切换至0或由0切换至1时(即电流归零的时间点)，控制单元108停止计时。接着，控制单元108即可根据定时器取得的时间长度以及驱动信号A及B的切换周期T，判断感应式电源供应器的负载状态。不论是在空载、重载或满载状态下，供电线圈102上的电流大小都不易精准判别，但必然存在归零的交叉点，此归零点即可用来判读信号。在此情况下，由于信号不需要经过滤波器处理，在解析信号以前也不需等待滤波器对信号进行处理的时间，信号处理速度可因而提升。此外，相较于现有技术中检测线圈上负载状况必须受限于模拟的放大器或滤波电路的设计进行电流与电压分析才能计算，而本发明可通过定时器分析负载状况，使用的零件较少，因此具有低成本及高可靠度等优点。根据目前的信号处理技术，处理器的速度及计时能力远高于模拟转换处理电路，因此，通过控制单元108的处理，可大幅提升信号处理能力。除此之外，本发明的时间差判读方式也可用来判断负载端是否存在金属异物。请参考图6，图6为本发明实施例感应式电源供应器受电端存在金属异物时驱动信号A、B及线圈信号的示意图。如图6所示，当受电端存在金属异物时，供电线圈102会产生极大的电流及电压变化，然而，由于金属异物无法与供电线圈102产生谐振互动，因此电流的相位仍与空载状态相同，亦即，电流归零的时间点仍落后驱动信号A切换电位的时间点四分之一个切换周期T的时间。如此一来，控制单元108即可通过电流大小及电流归零的时间点相对于驱动信号A切换电位的时间点来判断受电端是否存在金属异物。值得注意的是，本发明可通过侦测供电线圈上的电流变化，不经由滤波而取得受电端的资料，在上述实施例中，取得的数据可为负载信息或负载端是否存在金属异物的相关信息。然而，在无线充电技术中，取得数据的目的在于通过调制数据的判读，判断受电端是否为正确的受电装置。因此，在以下实施例中，将通过电流检测组件106所取得的电流信号S1，针对受电模块所产生的调制信号进行判读，进而取得调制数据。请参考图7，图7为供电模块10的另一实施方式的示意图。图7中供电模块10的架构与图2的供电模块10类似，因此具有相同功能的组件及信号都以相同符号表示。图7与图2的供电模块10的主要差异在于，图7的供电模块10还包括一信号判读电路702，信号判读电路702则包括放大器A1及A2、位准产生器712及714、一正半周比较器722及一负半周比较器724。放大器A1及A2可接收电流信号S1，并将电流信号S1中对应于正向电流的部分及反向电流的部分分别放大，再分别转换为一正相电压信号VP及一反相电压信号VN，其中，放大器A1直接将电流信号S1中对应于正向电流的部分放大并转换为正相电压信号VP，而放大器A2对电流信号S1中对应于反向电流的部分进行反相以后再放大，以产生反相电压信号VN。一般来说，由于电流检测组件106取得的电流信号S1较小，通常需要放大以后才能处理。而反相信号可先转为正相信号，以便后端处理器进行信号处理。位准产生器712及714分别用来产生参考电压VR1及VR2。正半周比较器722可比较正相电压信号VP及参考电压VR1，并在正相电压信号VP大于参考电压VR1时，触发调制信号的正半周期部分。负半周比较器724可比较反相电压信号VN及参考电压VR2，并在反相电压信号VN大于参考电压VR2时，触发调制信号的负半周期部分。在每次供电驱动单元110进行驱动时，供电线圈102及谐振电容104之间会互相拉扯而发生谐振，并产生交流电。交流电的电流会依感应状况与驱动状况的不同而产生变化，其变化会通过电流检测组件106转换为电流信号S1，而由于线圈电流及电流信号S1都未经过低通滤波，因此电流信号S1为高频的信号，不易直接由模拟数字转换器(Analog-to-DigitalConverter，ADC)转换为数字信号进行处理。在此情况下，可先预设一判别位准作为参考电压VR1或VR2，并在受电模块未调制信号的一特定期间内，根据正相电压信号VP大于参考电压VR1的比例或反相电压信号VN大于参考电压VR2的比例，对参考电压VR1或VR2进行调整。以正半周期的信号解析为例，请参考图8，图8为本发明实施例信号未调制期间及调制期间电流信号S1及正半周比较器722输出结果R1的波形示意图。如图8所示，在受电模块未调制信号的期间内，对应于线圈电流的电流信号S1会随着噪声或线圈耦合状况而上下波动，当电流信号S1大于参考电压VR1时，正半周比较器722可输出R1＝1，而当电流信号S1小于参考电压VR1时，正半周比较器722可输出R1＝0。在此例中，控制单元108可在受电模块未调制信号时，在一特定期间内检查每一笔电流信号S1是否大于参考电压VR1并触发正半周比较器722而产生输出结果R1＝1，同时计算此特定期间内触发并产生输出结果R1＝1的比例。当电流信号S1触发的比例偏高时，控制单元108可提高参考电压VR1的位准使触发量减少；当电流信号S1触发的比例偏低时，控制单元108可降低参考电压VR1的位准使触发量增加；而在电流信号S1触发的比例适中的状况下，控制单元108则维持参考电压VR1的位准。举例来说，控制单元108可控制电流信号S1触发并输出R1＝1的比例落在70％～80％之间，若判断一段期间内电流信号S1触发的比例大于80％时，控制单元108会提高参考电压VR1的位准，以降低后续电流信号S1的触发量；若判断一段期间内电流信号S1触发的比例小于70％时，控制单元会降低参考电压VR1的位准，以提高后续电流信号S1的触发量。如此一来，当系统噪声较大而造成触发量增加时，控制单元108可提高参考电压VR1的位准使触发量减少，进而避免噪声造成调制信号的误判。请参考图9，图9为本发明实施例信号调制期间电流信号S1及正半周比较器722输出结果R1的波形示意图。图9是将图8中信号调制期间的波形展开，以方便说明。如上所述，在参考电压VR1设定完成以后，若受电端未调制信号时，任意一段时间之内电流信号S1触发并输出R1＝1的比例应落在70％～80％。若出现较长一段时间未发生触发(即输出结果R1持续为0)或触发量极少的情况，表示受电端已开始调制信号，如图9所示。在信号调制期间，会出现一段时间内存在较大的触发量(如70％～80％)，而一段时间内的触发量极小(如小于20％)。在此情况下，控制单元108即可根据每一段期间内的触发量大小来取得调制信号。此外，在信号调制期间，参考电压VR1的位准大小仍可持续根据具有较大触发量的期间内的触发比例进行调整，以在系统环境出现变化时排除噪声干扰。请参考图10，图10为本发明实施例信号调制期间受到噪声干扰时电流信号S1的波形示意图。如图10所示，感应式电源供应器在运作时，会因为系统设定或环境因素使信号变得杂乱，在现有技术中，信号都需要通过滤波器进行解调，而噪声造成的信号抖动可能会使解调结果不明确。相较之下，通过本发明的实施例，每一驱动周期都能取得独立的电流信号S1，且每一笔电流信号S1都可产生有触发或没有触发的明确结果，控制单元108即可根据比较器的输出结果R1或R2来判断信号调制的状况。此外，相较于现有技术的低通滤波器需使用较多的被动组件(如电阻、电容或电感)而容易产生误差，本发明的电路使用的组件较少，且主要为可高度整合的集成电路，因此具有较高的稳定性。值得注意的是，本发明可在不对信号进行滤波的情况下，直接根据线圈电流的变化来取得调制信号。在一实施例中，控制单元108可分别判读正半周期及负半周期的电流变化，将电流信号S1中对应于正向电流的部分与反向电流的部分分开并产生相对应的正半周电流信号与负半周电流信号以后，再根据两者的差异判读调制信号。在中国发明专利申请号201210169832.7及中国发明专利申请号201310228302.X中，受电模块主要是以全波信号调制的方式来调制数据。本发明则改用半波信号调制方法，使得正半周电流信号及负半周电流信号之间产生明显差异。举例来说，请参考图11，图11为具有半波信号调制功能的一受电模块1100的示意图。如图11所示，受电模块1100的架构相似于前案中国发明专利申请号201310228302.X的图2中的受电模块，因此功能相同的组件及信号都以相同符号表示。受电模块1100与中国发明专利申请号201310228302.X的受电模块的主要差异在于，受电模块1100的信号反馈电路23未包括信号调制电阻B3、控制二极管B4、齐纳二极管B5及开关组件B6。因此，受电模块1100只通过信号调制电阻A3进行半波信号调制。受电模块1100中其它模块及组件均已公开于中国发明专利申请号201310228302.X中，在此不赘述。请参考图12，图12为本发明实施例进行半波信号调制时电流信号S1的示意图。如图12所示，电流信号S1可根据电流方向拆解为正向及反向的部分，以产生正半周电流信号SP1与负半周电流信号SN1。在未调制信号期间，正半周电流信号SP1及负半周电流信号SN1都持续产生一定程度的变化量，此变化量可能由负载或噪声造成，且类似于全波信号调制所造成的电流变化。当受电端开始进行半波信号调制以后，负半周电流信号SN1的变化量明显缩小，而正半周电流信号SP1只出现些微的差异。在此情况下，控制单元108即可根据正半周电流信号SP1及负半周电流信号SN1的信号差异来进行信号解析。举例来说，控制单元108可在正半周电流信号SP1及负半周电流信号SN1的信号变化量的差异超过一临界值时，判断受电端正在调制信号，并开始读取调制信号。值得注意的是，在受电端的信号反馈电路并未限制半波调制的相位，因此反馈到供电线圈102上的电流信号S1变化量可能出现在正半周电流信号SP1或负半周电流信号SN1，而控制单元108只需找出两者之间的差异即可。综上所述，本发明的供电模块可提供一种数据接收方法。此方法可侦测供电线圈上的电流变化，不通过滤波而取得受电端的数据，此数据可包括感应式电源供应器的负载信息、受电端是否有金属异物的信息、或受电模块产生的调制信号等。本发明通过处理器直接处理每一笔电流信号，信号的分辨率可大幅提升，处理速度也因此而增加。同时，在不使用滤波器的情况下，供电模块内部的电路组件较少，因此具有低成本及高可靠度等优点。以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。