集成电路和开关电源装置的制作方法

本文公开的内容涉及通过开关动作来进行输出电压控制的开关电源装置以及在该开关电源装置中使用的集成电路。

背景技术：

在通过与电感连接的开关元件的开关动作来进行输出电压控制的开关电源装置中，根据输入电压以及负载的状态对不连续模式和连续模式进行切换，在不连续模式中，将开关元件断开，在流过电感的电流变为零之后接通开关元件，在连续模式中，将开关元件断开，在电感的蓄积能量的释放结束前，接通开关元件而使电流连续地流过电感。

技术实现要素：

在如上述那样切换连续模式和不连续模式的结构中，有时，即使在想以不连续模式进行动作的情况下，却以连续模式进行了动作，可能会导致因开关损耗的增加或开关噪声的增加而引起的EMI(Electro Magnetic Interference：电磁干扰)的恶化。

本文公开的内容正是鉴于上述情况而完成的，其目的在于，提供一种即使在以连续模式进行动作的情况下，也能够抑制开关损耗和开关噪声的增加的开关电源装置和开关电源装置用的集成电路。

本文公开的集成电路被用于开关电源装置，所述开关电源装置具有电感、以及与所述电感串联连接的开关元件，在所述集成电路中，具备：控制电路，其控制所述开关元件的接通断开，以包含连续模式和不连续模式在内的多个模式中的任意一个模式进行输出电压控制；以及连续模式检测电路，其在流过所述开关元件的电流为阈值以上的情况下，检测出正以所述连续模式进行输出电压控制。

根据本文公开的内容，可提供一种即使在以连续模式进行动作的情况下，也能够抑制开关损耗和开关噪声的增加的开关电源装置和开关电源装置用的集成电路。

附图说明

图1是本文公开的方式的开关电源装置的电路图。

图2是示出图1的开关电源装置的开关元件14的漏极电流的变化的图。

图3是示出图1的开关电源装置的DRV 13的内部结构的电路图。

图4是示出图3的DRV 13对开关元件14的驱动波形的图。

图5是示出图1的开关电源装置的第一变形例的图。

图6是用于说明图5的开关电源装置的动作的时序图。

图7是示出图1的开关电源装置的第二变形例的图。

图8是用于说明图7的开关电源装置的动作的时序图。

图9是示出开关电源装置的另一结构例的图。

具体实施方式

以下，参照附图来说明本文公开的实施方式。

图1是示出本文公开的方式的开关电源装置的内部结构的电路图。

图1的开关电源装置的一次侧电路具备整流电路DB、电容器C1、C2、构成变压器T的一次绕组L1(电感)、作为控制电路的控制器IC 100、电流检测电阻R1、以及构成光耦合器的受光晶体管PC1。控制器IC 100构成集成电路。

图1的开关电源装置的二次侧电路具备与一次绕组L1磁耦合而构成变压器T的二次绕组L2、构成对二次绕组L2的输出电压进行整流平滑的整流平滑电路的二极管D1和平滑电容器C3、构成光耦合器的发光二极管PC2、电阻R2、R3、以及误差放大器(E/A)1。

二次侧电路的两个输出端子包含与地连接的地侧输出端子3、和不与地连接的非地侧输出端子2。

在由二极管桥接构成的整流电路DB的交流输入端子AC1、AC2处连接商用交流电源。从商用交流电源输入的交流电压被全波整流后从整流电路DB输出。

在整流电路DB的整流输出正极端子与整流输出负极端子之间连接有电容器C1。此外，整流电路DB的整流输出负极端子被接地。由此，得到由整流电路DB和电容器C1对从商用交流电源提供的交流电压进行整流平滑而得到的直流电压。

控制器IC 100包含功率MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等开关元件14，进行开关元件14的接通断开控制(开关控制)，从而进行从二次侧电路输出的电压的控制。

控制器IC 100具备与开关元件14的漏极连接的D(MOSFET漏极)端子、与开关元件14的源极连接的S/OCP(MOSFET源极/过电流保护)端子、以及FB(反馈信号输入)端子。

从一次侧电路向二次侧电路供给电力的变压器T由一次绕组L1、以及与一次绕组L1磁耦合的二次绕组L2构成。

整流电路DB的整流输出正极端子与变压器T的一次绕组L1的一端连接，变压器T的一次绕组L1的另一端与控制器IC 100的D端子连接。控制器IC 100的S/OCP端子经由电流检测电阻R1而接地。

电流检测电阻R1是用于检测流过开关元件14的漏极电流的电流检测电路。通过该电流检测电阻R1，将在控制器IC 100的S/OCP端子处产生的电压作为开关元件14的漏极电流检测信号Id输入到控制器IC 100。

在控制器IC 100的FB端子与地之间，并联连接有构成光耦合器的受光晶体管PC1和电容器C2。受光晶体管PC1将从二次侧电路的发光二极管PC2接收到的光转换为电信号。向FB端子输入从二次侧电路经由光耦合器传递来的反馈信号V_FB。

二次侧电路的二极管D1连接在二次绕组L2与非地侧输出端子2之间。

二次侧电路的平滑电容器C3的正极端子连接于二极管D1的阴极与非地侧输出端子2的连接点，负极端子与地侧输出端子3连接。

在变压器T的二次绕组L2中感应出的电压被二极管D1和平滑电容器C3整流平滑，从输出端子输出平滑电容器C3的端子间电压，作为输出电压Vo。另外，与平滑电容器C3的正极端子连接的线是电源线，与平滑电容器C3的负极端子连接的线是GND线。

在电源线与GND线之间连接有误差放大器1。误差放大器1根据输出电压Vo与基准电压Vref之差，对流过光耦合器的发光二极管PC2的电流进行控制。

由此，与输出电压Vo对应的反馈信号从发光二极管PC2被发送到一次侧的受光晶体管PC1，并作为反馈信号V_FB输入到控制器IC 100的FB端子。

控制器IC 100除了开关元件14以外，还具备振荡器(OSC)10、RS触发器(RS-FF)11、NOR电路12、驱动电路(DRV)13、前沿消隐(LEB)电路15、连续模式检测电路16、比较器17、18、OR电路19、以及与调节器Reg连接的电阻R7。

LEB电路15与S/OCP端子连接，该LEB电路15是这样的电路：使从S/OCP端子输入的漏极电流检测信号Id中的处于如下期间的信号无效(消隐)，所述期间是在开关元件14导通(turn on)时在开关元件14中流过浪涌电流的期间。从LEB电路15输出的漏极电流检测信号Id分别被输入到连续模式检测电路16、比较器17和比较器18。

比较器17是如下结构：从LEB电路15向比较器17的同相输入端子输入漏极电流检测信号Id，从FB端子向比较器17的反相输入端子输入反馈信号V_FB。当输入到同相输入端子的漏极电流检测信号Id为输入到反相输入端子的反馈信号V_FB以上时，比较器17输出高电平的信号。在比较器17的反相输入端子与FB端子之间连接有电阻R7。

比较器18是如下结构：向比较器18的反相输入端子输入过电流阈值Vth1，从LEB电路15向比较器18的同相输入端子输入漏极电流检测信号Id。比较器18对从LEB电路15输入的漏极电流检测信号Id和过电流阈值Vth1进行比较，在漏极电流检测信号Id为过电流阈值Vth1以上的情况下，输出高电平的信号。

OR(或门)电路19是被输入比较器17的输出信号和比较器18的输出信号的结构。OR电路19在从比较器17和比较器18中的任意一方输入高电平的信号时，输出高电平的信号。

RS-FF 11是如下结构：其置位端子S被输入从OSC 10提供的规定频率的脉冲信号，其复位端子R被输入OR电路19的输出信号。

NOR(或非门)电路12是被输入从RS-FF 11的反相输出端子Q^-输出的信号、和从OSC 10提供的规定的频率的脉冲信号的结构。NOR电路12的输出信号被输入到DRV 13。

DRV 13按照由OSC 10生成的脉冲信号、和RS-FF 11的输出信号，以规定的开关频率，对开关元件14进行接通断开控制。

RS-FF 11被复位的时机是由比较器17的输出信号决定的。即，控制器IC 100进行控制开关元件14的接通期间的宽度的PWM控制，使得从二次侧电路输出的电压成为基准电压Vref。

控制器IC 100以包含不连续模式和连续模式在内的多个模式中的任意一个模式进行输出电压控制，在不连续模式中，将开关元件14断开，在流过电感L2的电流变为零之后接通开关元件14，在连续模式中，将开关元件14断开，在流过电感L2的电流变为零之前，接通开关元件14而使电流连续地流过电感L1。

另外，在多个模式中有时还包含临界模式，在临界模式中，将开关元件14断开，在流过电感L2的电流变为零的时刻处，接通开关元件14。控制器IC 100在负载为轻负载时，以不连续模式进行输出电压控制，在负载为中等负载以上时，以连续模式进行输出电压控制。

连续模式检测电路16检测是否正在以连续模式进行输出电压控制，并具备比较器16a和采样保持电路(S/H)16b。

S/H 16b是如下电路：在预定的时机，对漏极电流检测信号Id进行采样，并保持所采样的信号。该时机是开关元件14导通、且开关元件14中浪涌电流的流动结束的时机。S/H 16b按照NOR电路12的输出信号，判定开关元件14导通的时机。

从LEB电路15向S/H 16b输入漏极电流检测信号Id。在开关元件14导通后，到上述浪涌电流的流动结束为止的期间内，不向S/H 16b输入漏极电流检测信号Id，当该期间结束后，向S/H 16b输入漏极电流检测信号Id。S/H 16b在从开关元件14导通起经过上述期间后的时机，采样并保持漏极电流检测信号Id。

图2是示出图1的开关电源装置的工作模式从不连续模式切换为连续模式时的漏极电流检测信号Id的变化的图。图2所示的“Vgs”是开关元件14的栅源间电压，当该电压为高电平时，开关元件14接通，当该电压为低电平时，开关元件14断开。

如图2所示，当从不连续模式转移到连续模式时，在电感L1的能量没有被完全释放的状态下，开关元件14导通。因此，漏极电流检测信号Id成为针对在开关元件14上次接通时检测出的波形，叠加了图中的斜线示出的直流量后的状态。在该直流叠加量大的情况下，能够判断为工作模式变为了连续模式。

另外，在从不连续模式向连续模式的过渡期中，漏极电流检测信号Id有时仅包含少量的直流叠加量，因此为了判定连续模式，设定了一定程度大小的阈值Vth2，作为漏极电流检测信号Id的阈值。

漏极电流检测信号Id在开关元件14刚刚导通之后(时刻t1～t2的期间)，由于浪涌电流的影响而成为较大的值，但在时刻t2之后，恢复到没有浪涌电流的影响的值。即，连续模式检测电路16根据紧接在时刻t2之后检测出的漏极电流检测信号Id的值是否为阈值Vth2以上，检测工作模式是否为连续模式。

具体而言，S/H 16b对紧接在时刻t2之后检测出的漏极电流检测信号Id的值进行采样保持。并且，比较器16a对由S/H 16b保持的值和阈值Vth2进行比较，当由S/H 16b保持的值为阈值Vth2以上时，输出表示是连续模式的连续模式检出信号(高电平信号)。比较器16a在由S/H 16b保持的值小于阈值Vth2时，输出表示不是连续模式的连续模式未检出信号(低电平信号)。

另外，通过实际测量使开关电源装置以连续模式进行动作时的漏极电流检测信号Id，利用实验来确定阈值Vth2。

DRV 13在检测出正以连续模式进行输出电压控制的情况(被输入了连续模式检出信号的情况)、与未检测出以连续模式进行输出电压控制的情况(被输入了连续模式未检出信号的情况)彼此之间，改变开关元件14的驱动速度。开关元件14的驱动速度是指开关元件14的栅极(或基极)电压达到峰值所需的时间。

具体而言，DRV 13在从比较器16a接收到连续模式检出信号时，与未接收到连续模式检出信号时的开关元件14的驱动速度相比，加快开关元件14的驱动速度。

在DRV 13接收到连续模式检出信号时，开关元件14为接通的状态。在设接收到连续模式检出信号的时刻处的开关元件14的驱动速度为Dr1、接收到连续模式检出信号后的开关元件14的驱动速度为Dr2时，DRV 13控制成Dr1＜Dr2。

图3是示出图1所示的开关电源装置中的DRV 13的内部结构例的电路图。

DRV 13具备由P沟道型MOSFET构成的第1接通用开关元件21、由P沟道型MOSFET构成的第2接通用开关元件22、第1接通驱动电阻31、第2接通驱动电阻32、由N沟道型MOSFET构成的第1断开用开关元件23、由N沟道型MOSFET构成的第2断开用开关元件24、第1断开驱动电阻33、第2断开驱动电阻34、延迟电路40、切换开关41、OR电路42、反相器51、52、53、54、以及NOT(非门)电路55。

在电源电压Reg与开关元件14的栅极之间，并联连接有串联连接的第1接通用开关元件21和第1接通驱动电阻31、以及串联连接的第2接通用开关元件22和第2接通驱动电阻32。

第1接通用开关元件21的栅极经由反相器51与NOR电路12的输出端子连接。第2接通用开关元件22的栅极经由反相器52与切换开关41的输出端子连接。

切换开关41的一个输入端子与NOR电路12的输出端子直接连接。切换开关41的另一个输入端子经由延迟电路40与NOR电路12的输出端子连接。

在开关元件14的栅极与接地端子之间，并联连接有串联连接的第1断开驱动电阻33和第1断开用开关元件23、以及串联连接的第2断开驱动电阻34和第2断开用开关元件24。

第1断开用开关元件23的栅极经由反相器53与NOR电路12的输出端子连接。第2断开用开关元件24的栅极经由反相器54与OR电路42的输出端子连接。

OR电路42的一个输入端子与NOR电路12的输出端子连接。OR电路42的另一个输入端子与NOT电路55的输出端子连接。NOT电路55的输入端子与连续模式检测电路16的输出端子连接。

通过连续模式检测电路16的输出信号来控制切换开关41。切换开关41在连续模式检测电路16的输出信号为高电平(连续模式)时，被切换到与NOR电路12的输出端子直接连接的输入端子侧(图3中的下侧)，在连续模式检测电路16的输出信号为低电平(连续模式以外的工作模式时)时，被切换到与延迟电路40连接的输入端子侧(图3中的上侧)。

在连续模式检测电路16的输出信号为高电平的状态(切换开关41被切换到图3中的下侧的状态)下，NOR电路12的输出信号变为高电平时，第1接通用开关元件21和第2接通用开关元件22被同时接通。此外，第1断开用开关元件23被断开，OR电路42的输出成为高电平而断开第2断开用开关元件24。由此，如图4的(a)所示，开关元件14的栅极经由并联连接的第1接通驱动电阻31和第2接通驱动电阻32而被充电。

在连续模式检测电路16的输出信号为高电平的状态(切换开关41被切换到图3中的下侧的状态)下，NOR电路12的输出信号反转为低电平时，第1接通用开关元件21和第2接通用开关元件22均被断开。此外，第1断开用开关元件23被接通，OR电路42的输出成为低电平而接通第2断开用开关元件24。由此，如图4的(a)所示，被充入至开关元件14的栅极的电荷经由并联连接的第1断开驱动电阻33和第2断开驱动电阻34而被放出。

在连续模式检测电路16的输出信号为低电平的状态(切换开关41被切换到图3中的上侧的状态)下，NOR电路12的输出信号经由延迟电路40被输入到第2接通用开关元件22。延迟电路40是使NOR电路12的输出信号的上升延迟的电路。

因此，当NOR电路12的输出信号变为高电平时，首先仅接通第1接通用开关元件21，如图4的(b)所示，开关元件14的栅极仅经由第1接通驱动电阻31而被充电。然后，在经过了延迟电路40所设定的延迟时间Td后，第2接通用开关元件22被接通，开关元件14的栅极经由并联连接的第1接通驱动电阻31和第2接通驱动电阻32而被充电。如图4的(b)所示，延迟电路40所设定的延迟时间Td被设定为使得仅经由第1接通驱动电阻31而被充电的开关元件14的栅极电压V_G超过栅极阈值电压V_th的时间。

另外，在连续模式检测电路16的输出信号为低电平的状态(切换开关41被切换到图3中的上侧的状态)下，NOR电路12的输出信号变为高电平时，第1断开用开关元件23被断开，OR电路42的输出成为高电平而断开第2断开用开关元件24。

因此，在连续模式以外的工作模式中，到栅极电压V_G穿越栅极阈值电压V_th为止的期间内，接通驱动电阻的电阻值被切换为较大的值，穿越栅极阈值电压V_th时的栅极电压V_G的充电速度减慢，驱动速度减慢。

在连续模式检测电路16的输出信号为低电平的状态(切换开关41被切换到图3中的上侧的状态)下，NOR电路12的输出信号反转为低电平时，第1接通用开关元件21和第2接通用开关元件22均被断开。此外，第1断开用开关元件23被接通，OR电路42的输出被维持在高电平，因此第2断开用开关元件24维持断开状态。

由此，如图4的(b)所示，被充入至开关元件14的栅极的电荷仅经由第1断开驱动电阻33被放出，与图4的(a)所示的连续模式时相比，将放电时间控制得较长。

这样，DRV 13通过变更驱动电阻值，控制开关元件14的驱动速度。

接着，说明图1的开关电源装置的动作。

在控制器IC 100开始开关元件14的开关控制、从而开关元件14导通后，流过开关元件14的漏极电流作为漏极电流检测信号Id被输入到LEB电路15。LEB电路15将漏极电流检测信号Id中的、在开关元件14中流过浪涌电流的期间以后的信号输入到S/H 16b。

在S/H 16b中，对在开关元件14的导通后从LEB电路15输入的漏极电流检测信号Id进行采样并保持。比较器16a将由S/H 16b保持的漏极电流检测信号Id与阈值Vth2进行比较，在漏极电流检测信号Id为阈值Vth2以上的情况下，输出高电平信号，在漏极电流检测信号Id小于阈值Vth2的情况下，输出低电平信号。

DRV 13在从比较器16a输入了低电平信号的状态下，将切换开关41切换到延迟电路40侧，将开关元件14的驱动速度设定为Dr1(第一值)。另一方面，DRV 13在从比较器16a输入了高电平信号的状态下，将切换开关41切换到延迟电路40侧的相反侧，将开关元件14的驱动速度设定为比Dr1快的Dr2(第二值)。

这样，在连续模式时，与连续模式以外的工作模式时相比，加快驱动速度，由此能够减少连续模式时的开关损耗来抑制控制器IC 100的发热。

虽然DRV 13是按照Dr1和Dr2这两个值来切换开关元件14的驱动速度，但也可以设定3个以上的驱动速度。

该情况下，DRV 13在从连续模式检测电路16输出低电平信号的期间内，将驱动速度设定为Dr1，在从连续模式检测电路16输出高电平信号的期间内，从驱动速度比Dr1快的多个值中，选择出与由S/H 16b保持的信号电平的大小对应的值而进行设定。具体而言，由S/H 16b保持的信号电平越大，DRV 13设定越快的驱动速度。由此，能够进行符合状况的极其细致的控制。

此外，DRV 13在从连续模式检测电路16输出了高电平信号的情况下，也可以不将驱动速度设为比Dr1快，而是设为比Dr1慢。由此，能够抑制EMI噪声，并且抑制二次侧的二极管D1的VRM浪涌电压。

此外，也可以是，在电源停止时，从连续模式检测电路16输出高电平信号，且在开关元件14的接通占空比(开关元件14的接通期间相对于开关周期所占的比例)超过了规定值(例如50％)的情况下，DRV 13将驱动速度设为Dr1。由此，能够抑制电源停止时二次侧的二极管D1的瞬态的VRM浪涌电压。在该变形例中，可以构成为对控制器IC 1追加检测开关元件14的接通占空比的电路，并将该电路的输出信号输入到DRV 13。

图5是示出图1的开关电源装置的第一变形例的图。

图5所示的开关电源装置除了以下方面以外，是与图1的开关电源装置相同的结构，即：变更了OSC 10和DRV 13的部分结构，将比较器16a的输出输入到了OSC 10。

图5的开关电源装置的OSC 10控制电容器Cs的充放电时机而使得振荡频率可变。图5的开关电源装置的DRV 13是驱动速度固定的通常的驱动电路。

图5的开关电源装置构成为，控制器IC 100在检测出正以连续模式进行输出电压控制的情况、与未检测出以连续模式进行输出电压控制的情况彼此之间，改变开关元件14的开关频率。

具体而言，控制器IC 100能够按照包含第三值以及低于第三值的第四值在内的多个值，切换开关元件14的开关频率，在检测出正以连续模式进行输出电压控制的情况下，将开关频率控制为第四值，在未检测出以连续模式进行输出电压控制的情况下，将开关频率控制为第三值。

在图5的开关电源装置中，当比较器16a的输出变为高电平时，由于该高电平信号的上升，内置于OSC 10的单触发电路的输出在规定期间内为高电平，在该规定期间内，对电容器Cs进行放电。将该规定期间设定为比电容器Cs的连续模式以外的工作模式时的放电时间长。

图6是用于说明图5的开关电源装置的动作的时序图。在图6中，“Vcs”表示电容器Cs的电压。“单触发(1SHOT)”是内置于OSC 10的单触发电路的输出波形。

如图6所示，当在时刻t1处，电容器Cs的电压达到峰值时，OSC 10的输出信号为高电平，开关元件14导通。在该状态下，将连续模式检出信号输入到OSC 10时，与连续模式检出信号的上升同步地，单触发电路的输出成为高电平，开始电容器Cs的放电。然后，在时刻t2处单触发电路的输出返回至低电平时，电容器Cs的放电结束并开始充电。然后，当在时刻t3处，电容器Cs的电压达到峰值时，OSC 10的输出信号为高电平，开关元件14导通。

在图6中，依照单触发电路的输出的放电期间(时刻t1～t2之间)与之后的充电期间(时刻t2～t3之间)之和即期间T1比不依照单触发电路的输出的电容器Cs的放电期间与之后的充电期间之和即期间T3长。

这样，在从比较器16a输出了连续模式检出信号的情况下，与未从比较器16a输出连续模式检出信号的情况相比，控制器IC 100将开关元件14的开关频率设定得较低。

通过这样的频率控制，在期间T1结束的时刻处，能够在充分减小了流过电感L2的电流的状态下使开关元件14导通。因此，能够减少开关损耗来抑制控制器IC 100的发热。此外，能够减少开关噪声来减少EMI噪声。此外，能够抑制二次侧的二极管D2的发热来保护电路。

图7是示出图1的开关电源装置的第二变形例的图。图7的开关电源装置除了追加了计数器10a和AND(与门)电路10b的方面以外，是与图5的开关电源装置相同的结构。

向计数器10a输入比较器16a的输出信号和NOR电路12的输出信号。当比较器16a的输出信号变为高电平时，计数器10a按照NOR电路12的输出信号，对开关元件14的开关周期经过2个周期为止的时间进行计数，在计数期间中，输出高电平的信号。

向AND电路10b输入计数器10a的输出信号和NOR电路12的输出信号。AND电路10b在计数器10a的输出信号为高电平的期间中，与NOR电路12的输出信号的上升同步地输出脉冲信号。

OSC 10内置有单触发电路。该单触发电路与从AND电路10b输入的脉冲信号的上升同步地，输出规定宽度的脉冲信号来进行电容器Cs的放电控制。由此，OSC 10使得振荡频率可变。

图8是用于说明图7的开关电源装置的动作的时序图。

在时刻t1处从比较器16a输出连续模式检出信号时，计数器10a的输出变为高电平。计数器10a的输出一直保持高电平至时刻t3。

在时刻t1～t3的期间，在NOR电路12的输出(与Vgs同义)的上升时刻(时刻t1、t2)处，AND电路10b输出脉冲信号。通过这各个脉冲信号，单触发电路使电容器Cs进行放电，将开关频率控制得较低。

在时刻t3处，计数器10a的输出变为低电平时，不论NOR电路12的输出如何，都不再从AND电路10b输出脉冲信号。由此，开关周期复原。

在图8的例子中，从时刻t1到时刻t2之间的期间T1、从时刻t2到时刻t3之间的期间T2以及从时刻t3到时刻t4之间的期间T3彼此的关系为T1＝T2＞T3。

这样，图7的开关电源装置的控制器IC 100在检测出正以连续模式进行输出电压控制的情况下，将从该检出时刻起2个周期的期间的开关元件14的开关频率控制为第四值(1/T1)，在从该检出时刻经过上述期间后，将开关频率控制为第三值(1/T3)。另外，虽然这里将上述期间设为了2个周期，但也可以设为3个周期以上。

根据图7的开关电源装置，能够在尽量减少了开关元件14导通时的漏极电流检测信号Id的直流叠加量的状态下，使开关元件14导通。因此，能够提高开关损耗的降低效果。

图9是示出作为本文公开的开关电源装置的非绝缘型开关电源装置的结构例的电路图。

图9的开关电源装置具备：由整流电路DB和平滑电容器C4构成的直流电源；与直流电源连接的由开关元件14A、电感L3、二极管D2和电容器C5构成的降压斩波电路；再生电压检测电路，其由二极管D3、电容器C6、电阻R5和电阻R6构成，在开关元件14A的断开期间中检测电感L3的再生电压；控制器IC 200，其包含控制电路20和开关元件14A，控制电路20基于由再生电压检测电路检测的再生电压V_fb与基准电压V_REF之间的误差电压，对开关元件14A进行接通断开控制，使得电感L3的再生电压成为基准电压V_REF；辅助电源电路，其由二极管D3、二极管D4和电容器C3构成，利用开关元件14A的断开期间中的电感L3的再生电压对电容器C3进行充电，将电容器C3的电压作为电源电压提供给控制电路20；以及电流检测电阻R4。控制电路20构成集成电路。

在由二极管桥接构成的整流电路DB的交流输入端子AC1、AC2处连接商用交流电源。从商用交流电源输入的交流电压被全波整流后从整流电路DB输出。

在整流电路DB的整流输出正极端子与开关电源装置的负极侧输出端子5之间连接有平滑电容器C4。此外，整流电路DB的整流输出负极端子与开关电源装置的负极侧输出端子5连接。由此，得到由整流电路DB和平滑电容器C4对从商用交流电源提供的交流电压进行整流平滑而得到的直流电压。

控制电路20具备被输入由整流电路DB和平滑电容器C4进行整流平滑后的直流电压的D端子、S/OCP端子、VCC(电源电压输入)端子、FB端子和GND端子。

开关元件14A的漏极端子与D端子连接，开关元件14A的源极端子与S/OCP端子连接。

S/OCP端子与电流检测电阻R4的一端连接。电流检测电阻R4的另一端与控制器IC 200的GND端子连接，并且与电感L3的一端连接。电感L3的另一端与开关电源装置的正极侧输出端子4连接。

电流检测电阻R4是用于检测流过开关元件14A的漏极电流作为漏极电流检测信号Id的电流检测电路。

在电流检测电阻R4和电感L3的连接点与负极侧输出端子5之间，连接有二极管D2。在电感L3和正极侧输出端子4的连接点与负极侧输出端子5之间，连接有电容器C5。

通过与由整流电路DB和平滑电容器C4构成的直流电源连接的开关元件14A、电流检测电阻R4和二极管D2的串联电路、以及与二极管D2的两端连接的电感L3和电容器C5的串联电路，构成了降压斩波电路。降压斩波电路的结构能够使用公知的结构。例如，二极管D2可以由开关元件构成。

在电感L3的两端连接有二极管D3和电容器C6的串联电路。在开关元件14A的断开期间中，电感L3的再生电流流过二极管D3而提供给电容器C6。

在电容器C6的两端，连接有电阻R5和电阻R6的串联电路。在电阻R5和电阻R6的连接点，连接有FB端子。电容器C6的电压通过电阻R5和电阻R6的电阻分压而作为电感L3的再生电压V_fb被输入到FB端子。

在电感L3的两端还连接有二极管D3、二极管D4和电容器C3的串联电路。在开关元件14A的断开期间中，电感L3的再生电流流过二极管D3和二极管D4而提供给电容器C3。

电容器C3和二极管D4的连接点与控制器IC 200的VCC端子连接，电容器C3和电感L3的连接点与控制器IC 200的GND端子连接。由此，将电容器C3的电压作为控制电路20的电源电压Vcc提供给控制电路20。

控制电路20通过电源电压Vcc，对开关元件14A进行接通断开控制。控制电路20根据输入到FB端子的再生电压V_fb与基准电压之间的误差电压，进行控制开关元件14A的接通宽度的PWM控制。

在这样的开关电源装置中，控制电路20内置有图1的LEB电路15和连续模式检测电路16。LEB电路15与S/OCP端子连接。并且，控制电路20与上述控制器IC 100同样，根据是否由连续模式检测电路16检测到处于连续模式，控制开关元件14A的驱动速度，并且控制开关元件14A的开关频率。

如上所述，在非绝缘型的开关电源装置中，也能够与绝缘型的图1、5、7中示出的开关电源装置同样地，减少连续模式时的开关损耗。

以上，用具体的实施方式对本发明进行了说明，但是上述实施方式只是一例，当然能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行变更来实施。

如以上所说明的那样，在本说明书中公开了以下事项。

所公开的集成电路被用于开关电源装置，所述开关电源装置具有电感、以及与所述电感串联连接的开关元件，在所述集成电路中，具备：控制电路，其控制所述开关元件的接通断开，以包含连续模式和不连续模式在内的多个模式中的任意一个模式进行输出电压控制；以及连续模式检测电路，其在流过所述开关元件的电流为阈值以上的情况下，检测出正以所述连续模式进行输出电压控制。

在所公开的集成电路中，所述连续模式检测电路在预定的时机，检测流过所述开关元件的电流。

所公开的集成电路包含如下这样的集成电路：所述预定的时机是所述开关元件从断开切换为接通且浪涌电流的流动结束的时机。

在所公开的集成电路中，所述控制电路在检测出正以所述连续模式进行输出电压控制的情况、与未检测出以所述连续模式进行输出电压控制的情况彼此之间，改变所述开关元件的驱动速度。

在所公开的集成电路中，所述控制电路能够按照包含第一值和比所述第一值快的第二值在内的多个值，切换所述开关元件的驱动速度，在检测出正以所述连续模式进行输出电压控制的情况下，将所述开关元件的驱动速度控制为所述第二值，在未检测出以所述连续模式进行输出电压控制的情况下，将所述开关元件的驱动速度控制为所述第一值。

在所公开的集成电路中，所述控制电路根据达到所述阈值以上的、流过所述开关元件的电流的大小，改变所述第二值。

在所公开的集成电路中，所述集成电路还具备检测所述开关元件的接通占空比的单元，所述控制电路在检测出正以所述连续模式进行输出电压控制的情况下，当所述接通占空比超过了规定值时，将所述开关元件的驱动速度控制为所述第一值。

在所公开的集成电路中，所述控制电路在检测出正以所述连续模式进行了输出电压控制的情况、与未检测出以所述连续模式进行输出电压控制的情况彼此之间，改变所述开关元件的开关频率。

在所公开的集成电路中，所述控制电路能够按照包含第三值和比所述第三值低的第四值在内的多个值，切换所述开关元件的开关频率，在检测出正以所述连续模式进行输出电压控制的情况下，将所述开关元件的开关频率控制为所述第四值，在未检测出以所述连续模式进行输出电压控制的情况下，将所述开关元件的开关频率控制为所述第三值。

在所公开的集成电路中，所述控制电路在检测出正以所述连续模式进行输出电压控制的情况下，将从该检测出的时刻起多个周期的期间的所述开关元件的开关频率控制为所述第四值，在从该检测出的时刻起经过所述期间后，将所述开关频率控制为所述第三值。

所公开的开关电源装置具备所述集成电路；所述电感；以及所述开关元件。