感应电机参数辨识方法与流程

本发明涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种在矢量控制变频调速系统中获得感应电机参数的方法。

背景技术：

应用于电动汽车、混合动力汽车的感应电机主要采用矢量控制方式进行变频驱动，而矢量控制系统的性能完全依赖于控制策略中所用到的电机参数的准确程度。由感应电机铭牌数据或产品手册中的数据推算出来的部分参数，通常会有较大的偏差。如果电机参数不准确，将会导致磁场定向不准确,系统效率下降,扭矩输出精度变差，严重时甚至导致系统失控。

感应电机参数辨识主要有离线辨识和在线辨识两种方法。离线辨识主要有空载试验、堵转试验、阶跃响应试验等方法；在线辨识主要有卡尔曼滤波法、自校正控制法、滑模变结构法等几种典型方法。这些方法普遍存在辨识参数精度不高或辨识过程复杂等缺点，程序运算量大，对处理器运行速度要求较高，难以实现工程化。

公告号CN1354557A《感应电机参数辨识方法》的专利提出了利用伏安法测定子电阻，利用堵转试验、空载试验并结合FFT分析来计算转子电阻、定转子漏感、励磁电抗的离线参数辨识方法。该方法虽然可通过傅立叶分析得到精确的测试电流基波幅值，但由于很难准确补偿逆变器的非线性，最终计算出的电机参数其精确度是不可信的。况且FFT算法的编写是一项较繁杂的工作。

公告号CN101783646A《感应电机定子电阻及温度参数辨识方法》的专利提出了利用模型参考自适应系统来自动辨识定子电阻，以改善基于定子磁场定向的矢量控制在低速运行时的性能。该方法对应用更广泛的基于转子磁场定向的感应电机矢量控制系统并不适用。

公告号CN100533947C《交流回转机常数测量装置》的专利通过阶跃响应试验和频率响应试验来测量电机参数。但由于逆变器管压降、互锁效应等的影响无法准确补偿，在实际实施时其计算定转子漏感、定子电阻的值均存在不小误差，其计算出的互感和转子电阻的值有可能不合理。

公告号CN1299184A《感应电动机的矢量控制装置》的专利使用dq轴前馈电压指令、dq轴电压指令值、转矩和磁通电流指令值来计算转子电阻修正值。但是该方法只适用于基于转子磁链间接磁场定向的矢量控制系统。

技术实现要素：

本发明目的是提供一种感应电机参数辨识方法，可以比现有技术更准确地测量感应电机的电参数，并且用户可以方便地进行操作。

本发明解决技术问题采用如下技术方案：一种感应电机参数辨识方法，其包括：

S10、辨识电机的定子相电阻R_s；

S20、辨识电机的定子相漏感L_sσ；

S30、辨识电机的定转子等效励磁电感L_m、等效定子自感L_s和等效转子自感L_r；

S40、检测电机的转子时间常数初始值T_r0；

S50、计算转子的电阻初始值R_r0；

S60、计算转子电阻修正值R_r；

S70、计算电机转子时间常数修正值T_r。

可选的，所述步骤S10中，通过控制施加在三相或两相绕组的直流电压平均值U_s，记录某相电流I_s，得到U_s-I_s关系曲线；通过数值拟合方法找出该曲线的趋势线，趋势线的斜率为定子相电阻R_s的阻值。

可选的，所述步骤S20中，给电机中的某一相施加额定幅值的直流电压u_s，记录从刚施加电压到过流保护所用的时间Δt；如果不考虑电机的定子相电阻R_s，则如果考虑电机的定子相电阻R_s，则式中L_rσ为电机的转子相漏感；Δi_s为电流增量，其值为额定电流。

可选的，所述步骤S30中，用测功机将被测电机拖动到某一转速ω_r，控制所施加三相电压的转速与ω_r相同，逐渐增加所施加电压的幅值U^*,将电压幅值U^*与对应相电流幅值I_s的数据点绘制在同一图表中，得到U^*-I_s关系曲线；U^*-I_s关系曲线各处的斜率对应各励磁电流下的定子相电感值L_A；

式中，L_m1为定转子各相绕组的励磁电感。

可选的，所述步骤S30中，所述等效定子自感L_s和等效转子自感L_r为：

可选的，在所述步骤S40中，

式中，和为在额定电压和额定转速下电机的转差速度；i_s1和i_s2分别为转差速度为和时的励磁电流值，T_e1和T_e2为转差速度为和时对应的转矩值。

可选的，记录n个点的i_s和T_e数据，并根据这些数据得到(n-1)！个转子时间常数的计算值；将(n-1)！个转子时间常数的计算值进行平均即可得最终的转子时间常数初始值T_r0的估算值，其中，为在额定电压和额定转速下电机的转差速度；i_s为转差速度为时的励磁电流值，T_e为转差速度为时的对应的转矩值。

可选的，在所述步骤S50中，所述感应电机在某基准温度下的转子初始电阻值R_r0通过以下公式计算得到：R_r0＝L_r/T_r0；其中L_r为该非饱和励磁电流下计算出的等效转子自感；T_r0为该温度时非饱和励磁电流下计算出的转子时间常数初始值。

可选的，在所述步骤S60中，将感应电机的无功功率模型Q_ref＝u_qsi_ds-u_dsi_qs选为参考模型，将另一种无功功率模型作为可调模型；

当温度变化导致转子电阻变化时，两种无功功率模型间产生偏差；此偏差经过自适应调整机构生成转子电阻的修正量，从而对可调模型中的转子电阻进行修正；

经过对转子电阻的反复修正，两种功率模型之间偏差重新为零，此时所得到的修正后的转子电阻修正值R_r就是实际的电阻值。

可选的，在所述步骤S70中，根据步骤S60得到的转子电阻修正值R_r，结合基于转子磁场定向矢量控制中当前电机励磁电流和电机U^*-I_s曲线的斜率得出转子等效自感L_r的值；所述转子时间常数修正值T_r＝L_r/R_r。

本发明具有如下有益效果：利用本发明所述感应电机参数辨识方法，可以不用增加任何设备，例如三相调压器、三相功率计等，进行感应电机参数在线辨识矢量控制。而且该方法简单易行，准确度很高。

附图说明

图1为本发明的感应电机参数辨识方法的流程图；

图2为辨识定子相电阻R_s的系统结构图

图3为辨识定子电阻R_s的U_s-I_s曲线

图4为检测定转子漏感的I-t试验曲线

图5为计算电机定转子等效励磁电感的系统结构图；

图6为计算电机定转子等效励磁电感的U^*-I_s试验曲线；

图7为检测电机转子时间常数初始值T_r0的试验数据；

图8为计算转子电阻修正值R_r的系统框图；

图9参考自适应系统(MRAS)修正转子电阻的控制结构图；

图10a某感应电机150Nm@1000rpm未采用MRAS算法运行18min的功率、转子时间常数和温度波形；

图10b某感应电机150Nm@1000rpm未采用MRAS算法运行18min的输出扭矩和温度波形；

图11a某感应电机150Nm@1000rpm采用MRAS算法运行58min的功率、转子时间常数和温度波形；

图11b某感应电机150Nm@1000rpm采用MRAS算法运行58min的输出扭矩和温度波形。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明的技术方案作进一步阐述。

实施例1

参考图1，本实施例提供了一种感应电机参数辨识方法，按照感应电机各电参数的辨识顺序，其包括以下步骤：

S10、辨识电机定子相电阻R_s；其中，辨识电机定子相电阻的系统结构图如图2所示。

本实施例中，辨识电机定子相电阻采用伏安法，即可以采用两相绕组通直流电，也可采用三相绕组通直流电的方法。理论上相电阻值可通过稳态时的相电压除以相电流得出。但由于逆变器非线性特性(互锁时间、管压降、开通关断延时等)的影响，无法准确测出施加在电机各相绕组的电压。因此，辨识过程中逐渐加大施加在相绕组的电压U_s，记录与该电压对应的相电流I_s，将相电压作为纵坐标，相电流作为横坐标，把对应点的数据绘制在同一图表中，如图3所示。图3曲线的直线段斜率即为定子绕组的阻值，直线的截距即为逆变器非线性造成的电压损失。

S20、辨识定子相漏感L_sσ。

参考图2，根据感应电机T型稳态等效电路可知：忽略定子电阻时，瞬态下感应电机定转子漏感之和L_sσ+L_rσ与外加电压满足关系式：

因此漏感计算公式为：

在电机的定子相漏感L_sσ辨识过程中，给电机施加额定幅值的直流电压u_s，将保护电流值设定为额定电流值。记录从刚施加电压到过流保护所用的时间Δt，电流增量Δi_s为额定电流，然后利用(2)式即可算出定转子漏感之和。

图4所示为检测定转子漏感的I-t试验曲线，图中最大电流值为Δi_s，从0电流到最大电流值所用的时间即为Δt。一般认为定转子漏感相等，则有：

当考虑定子电阻压降时，由于定子电阻平均压降为0.5R_sΔi_s，则定转子漏感之和变为因此定转子漏感计算公式变为

式中，L_rσ为电机转子相漏感。

S30、计算电机定转子等效励磁电感L_m，等效定子自感L_s和等效转子自感L_r，其中，计算电机定转子等效励磁电感L_m的结构图如图5所示。首先用测功机将被测电机拖动到某一转速ω_r，控制所施加三相电压的转速与ω_r相同，即转差速度逐渐增加所施加电压的幅值U^*,将电压幅值U^*与对应相电流幅值I_s的数据点绘制在同一图表中，如图6所示。

图6中电压幅值小于10V的区段因为互锁效应等的影响舍去不用，电压幅值大于34V的区段因为磁路逐渐饱和的原因梯度变得平缓，中间线性段的斜率为定子相电感的非饱和值。图6中曲线各处的斜率对应各励磁电流下的定子相电感值L_A，电压幅值小于10V区段的电感与线性段的电感值相同。利用计算出的定子相电感L_A减去已经测出的定子漏感L_sσ，即可得到定转子各相绕组的励磁电感L_m1。

即，基于dq轴系矢量控制的定转子等效励磁电感L_m为：

而等效定子自感L_s和转子自感L_r为：

S40、检测电机转子时间常数初始值T_r0，其中，检测电机转子时间常数初始值T_r0的系统结构图也可参考图5。

由于感应电机输出转矩与电流幅值、转差速度和电机参数存在如下关系式：

式中，p₀为电机极对数；L_m为dq坐标系的等效励磁电感，仅与励磁电流大小相关；当励磁电流小于某临界值时，L_m为常值，励磁电流大于此临界值时，L_m随励磁电流增加逐渐减小；L_r为dq坐标系的转子等效自感，L_r＝L_m+L_rσ,其中L_rσ为不随励磁电流和温度变化的常值；T_r为转子时间常数，T_r＝L_r/R_r,R_r为转子电阻，其值仅与转子温度相关；为转差速度。

若能在额定电压、额定转速下调节转差速度保持i_s的幅值不超过磁路饱和励磁电流值(例如附图6U_s-I_s曲线线性段的最大电流值)，则(6)式中的电机定转子等效励磁电感L_m、转子等效自感L_r可近似为一常值。假设在额定电压、额定转速给电机施加不同的转差速度指令对应的电机电流i_s1、i_s2均不超过饱和励磁电流值，分别记录对应的转矩值T_e1、T_e2，则所述电机转子时间常数初始值可以通过下式计算：

本实施例中，在进行前述测试时，可以记录n个点的i_s和T_e数据，并根据这些数据得到(n-1)！个T_r0的计算值；将(n-1)！个T_r0的值进行平均即可得到较精确的T_r0估算值。

由于在电机转子时间常数的计算中，与电机等效互感和转子等效自感等无关，因此本发明的电机转子时间常数的计算可以用于仅需计算转子时间常数而无需知道电机等效互感等场合的情况。如果已经按照前述得出了电机定转子等效励磁电感、转子等效自感，则可通过解某非饱和励磁电流下的扭矩方程(6)式，得到该非饱和励磁电流下的转子时间常数初始值T_r0。

在进行上述测试时需注意要尽量在同一温度下快速进行，否则温度变化会导致转子电阻变化，根据转子时间常数T_r与转子电阻R_r的关系式(T_r＝L_r/R_r)，可知转子电阻变化会影响转子时间常数的计算结果。

S50、计算转子电阻初始值R_r0。按照前述步骤计算出初始温度(如25℃)下的转子时间常数T_r0后，利用公式R_r0＝L_r/T_r0即可得出该温度下的转子电阻初始值R_r0。式中，L_r与磁路的饱和程度相关，在计算T_r0的测试方法中均保证电机电流为使磁路保持线性的值，即认为在前述测试T_r0的步骤中L_r为常值。

S60、计算转子电阻修正值R_r。

在基于转子磁场定向的矢量控制中，转矩控制是通过分别控制平行于转子磁场的定子电流分量和垂直于转子磁场的定子电流分量来实现的，稳态时的扭矩公式如式(8)所示。转子磁场在空间的位置θ_e可以用(9)式来描述。由(8)、(9)式可看出：转子时间常数T_r的值不仅影响输出扭矩的精度，而且影响转子磁场定向的准确度。因此需要实时在线地估计转子时间常数的值。

式中，p₀为电机极对数。

式中，p₀为电机极对数。

利用基于无功功率的模型参考自适应系统来实时调整转子电阻值，其控制算法(简称为MRAS)结构图如图9所示，分别将电机的两种无功功率模型作为可调模型和参考模型，前者与转子电阻直接相关，后者与转子电阻不直接相关。当温度变化等因素导致转子电阻变化时，两种无功功率模型间必然产生偏差；此偏差经过自适应调整机构(例如PI调整机构)生成转子电阻的修正量ΔR_r，从而对可调模型中的转子电阻R_r进行修正；经过对转子电阻的反复修正，两种功率模型之间偏差重新为零，此时修正后的转子电阻就是转子电阻修正值R_r，其可以作为电机的实际转子电阻值。

感应电机的瞬时无功功率可以用式(10)表示，稳态时基于转子磁场定向的感应电机电压方程为式(11)。将(11)式带入(10)式并忽略定子电阻压降可得(12)式。在式(10)、(12)中，由于参考无功功率Q_ref与转差速度不直接相关，也就不与转子的电阻初始值R_r0直接相关，因此将Q_ref选为参考模型；而估算无功功率Q_est取决于电转速ω_e，电转速ω_e与转差速度相关，即直接与转子的电阻初始值R_r0相关，因此将Q_est作为可调模型。

Q_ref＝u_qsi_ds-u_dsi_qs (10)

其中：i_ds、i_qs分别为定子电流直、交轴分量；σ为电动机漏磁系数，如前所述，L_s、L_r、L_m分别为定子等效自感、转子等效自感和定转子间等效励磁互感。

以传统的PI型误差闭环调整机构为例，图9中得到转子电阻修正值R_r的方法等效为下面的公式：

R_r＝R_r0+ΔR_r＝R_r0+Kp·ε(t)+Ki·∫ε(t) (13)

式中：ε(t)＝Q_ref-Q_est；Kp、Ki分别为PI调整机构的控制参数，一般为根据控制效果设定的常数。

S70、计算电机转子时间常数修正值T_r。根据S60在线估算出转子电阻的修正值R_r；再结合当前电机励磁电流和附图6中电机U^*-I_s曲线的斜率得出转子等效自感L_r的值；得到转子时间常数修正值T_r；T_r＝L_r/R_r。

本实施例中，附图8即为本发明的转子电阻(时间常数)在线辨识系统框图，其中电机参数辨识模块实现了步骤S60和S70。

图10a所示为某感应电机工作点为150Nm@1000rpm，未采用MRAS算法运行18min的功率、转子时间常数Tr和定子温度波形。图中的定子温度变化趋势可大致反应转子温度的变化情况，由于未采用MRAS算法，即认为转子电阻为恒为初始值，在该固定工作点下转子时间常数Tr就为恒值。由图中可看出随着电机温度的变化，参考无功功率和估算无功功率的差值越来越大，在该图最后手动调整了转子电阻值，两个无功功率又重新相等。图10b所示为在图10a条件下同时观测到的另一相定子温度和转矩波形。由图10b可见：如果转子电阻(时间常数)不能随着电机温度的变化而变化，实际扭矩和设定扭矩150Nm的误差将逐渐增大，当手动调整转子电阻值使两个无功功率重新相等后，实际扭矩也与设定值相吻合。

图11a所示为某感应电机工作点为150Nm@1000rpm，采用MRAS算法运行58min的功率、转子时间常数修正值Tr和定子温度波形，图11b所示为在图11a条件下同时观测到的另一相定子温度和转矩波形。从两图可看出：采用MRAS算法后，随着电机温度的变化，转子电阻值得到自动调整，转子时间常数随温度升高逐渐下降。估算无功功率和参考无功功率始终保持一致，实际扭矩始终稳定在设定扭矩150Nm附近。

以上实施例的先后顺序仅为便于描述，不代表实施例的优劣。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。