隔离型模块化多电平DC‑DC变换器的桥臂间移相调制方法与流程

本发明涉及电网模块化多电平变技术，具体地，涉及隔离型模块化多电平DC-DC变换器的桥臂间移相调制方法，适用于中高压直流输配电网中模块化多电平DC-DC变换器的控制与调制。
背景技术：
：电压等级、接入直流设备、实现功率控制的关键设备。因开关耐压限制，常规用于开关电源领域的两电平DC-DC无法用于中高压直流电网。采用隔离型模块化多电平DC-DC变换器既能克服上述缺点又能满足直流电网的可靠性要求，其电路拓扑如图1所示，隔离变压器原副边连接两个单相结构MMC(modularmultilevelconverter)，其子模块采用半桥斩波电路，桥臂电感采用耦合电感，实际应用中在变压器原副边串联隔离电容防止抑制直流偏磁。采用准两电平调制方式在隔离型模块化多电平DC-DC变换器的交流侧生成边沿为阶梯波的近似方波既能利用低次谐波传递能量又能降低交流侧电压变化率(dv/dt)和变压器绝缘应力。现有实现准两电平调制的技术方案是子模块脉冲间移相调制，即在子模块的调制脉冲间引入很小的移相角。图2所示为采用该调制方案时A支路上下桥臂的调制脉冲及合成波形，S1到SN为各个桥臂内子模块的调制脉冲，通项SN等于1时表示模块投入，等于0时表示模块切除；θ1到θN对应于每个调制脉冲相对对称轴的移相角；每个桥臂内子模块的调制脉冲对称分布，因此每个桥臂所投入的瞬时电压为阶梯数为N+1(N为桥臂子模块数)的准两电平波形(如A相上桥臂电压uau)；该调制方案采用上下桥臂脉冲互补方式，因此在交流侧生成阶梯为N+1的准两电平波形(如变压器原边电压upo)。由于采用上下桥调制脉冲互补方式，现有调制方案无法实现上下桥臂间的能力交换和桥臂间电压均衡控制，而且交流侧电压波形的阶梯数受到了限制。技术实现要素：针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种隔离型模块化多电平DC-DC变换器的桥臂间移相调制方法，在交流侧生成阶梯数更多的准两电平波形，进一步降低交流侧的电压变化率。为实现上述目的，本发明提供一种隔离型模块化多电平DC-DC变换器的桥臂间移相调制方法，所述方法在模块化多电平DC-DC变换器各个桥臂间引入移相角，以此交流侧生成边沿阶梯数为4N+1的准两电平波形。具体的，所述方法包括如下步骤：步骤1：在模块化多电平DC-DC变换器的同一桥臂中子模块调制脉冲信号间引入移相角，以序列θ1到θN表示，各移相角关于桥臂对称轴对称分布；步骤2：在模块化多电平DC-DC变换器上下桥臂的调制脉冲信号间引入移相角，原边A、B相上下桥臂间移相角的以序列γa到γb表示，调制过程中确保γa和γb不同；步骤3：按照具有上述特征的调制脉冲信号对模块化多电平DC-DC变换器的子模块进行投切状态控制。优选地，所述步骤1，各子模块调制脉冲的移相角关于桥臂对称轴对称分布，移相角序列θ1到θN为关于零点对称的单调递增序列。优选地，所述步骤2，在上下桥臂的调制脉冲信号间引入移相角，对于不同相单元的上下桥臂间采用不同移相角。优选地，所述步骤3，综合步骤1和步骤2形成所有子模块调制脉冲的移相角，生成调制脉冲时，在数字控制器FPGA中采取调节载波相位实现移相。与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：本发明提出了一种桥臂间移相的调制方案，在模块化多电平DC-DC变换器各个桥臂间引入移相角，以此交流侧生成边沿阶梯数为4N+1的准两电平波形，进一步降低交流侧dv/dt和变压器的绝缘应力。另外，本发明所提出的调制方案在上下桥臂间形成功率流，为模块化多电平DC-DC变换器的桥臂电压控制提供自由度。综上，本发明在交流侧生成阶梯数更多的准两电平波形，进一步降低交流侧的电压变化率，减少电磁干扰，同时缓解交流电压的高次谐波含量及其对变压器的绝缘冲击。附图说明通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：图1为现有模块化多电平DC-DC变换器的电路结构图；图2为现有模块化多电平DC-DC变换器通过子模块间脉冲移相调制实现准两电平调制方案；图3为本发明方法的桥臂间移相调制原理图；图4为采用本发明方法时实测桥臂瞬时电压波形图；图5为采用本发明方法时交流侧电压电流波形图。具体实施方式下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。如图1所示，隔离型模块化多电平DC-DC变换器，搭建实验样机进行试验验证，在样机中，原副边MMC桥臂中各含四个子模块，输入输出额定电压为200V，隔离变变比为1:1，每个子模块额定电压为50V，交流侧频率为3kHz，隔离型模块化多电平DC-DC变换器的传递功率为4.5kW。图2为现有模块化多电平DC-DC变换器通过子模块间脉冲移相调制实现准两电平调制方案；图2所示为采用该调制方案时A支路上下桥臂的调制脉冲及合成波形，S1到SN为各个桥臂内子模块的调制脉冲，通项SN等于1时表示模块投入，等于0时表示模块切除；θ1到θN对应于每个调制脉冲相对对称轴的移相角；每个桥臂内子模块的调制脉冲对称分布，因此每个桥臂所投入的瞬时电压为阶梯数为N+1(N为桥臂子模块数)的准两电平波形(如A相上桥臂电压uau)；该调制方案采用上下桥臂脉冲互补方式，因此在交流侧生成阶梯为N+1的准两电平波形(如变压器原边电压upo)。本发明针对现有模块化多电平DC-DC变换器(比如图1所示)，结合现有的子模块脉冲间移相调制，在交流侧生成阶梯数更多的准两电平波形，进一步降低交流侧的电压变化率，减少电磁干扰，同时缓解交流电压的高次谐波含量及其对变压器的绝缘冲击。具体的实施细节和原理详细描述如下。结合MMC的工作原理，在图1中围绕A支路列KVL方程可得：uaN=12Vdc1-uau-12(Lp+Mp)didc1dt-12(Lp-Mp)dipdtuaN=-12Vdc1+ual+12(Lp+Mp)didc1dt-12(Lp-Mp)dipdt---(1)]]>其中各物理量如图1所标注，Vdc1为直流电压，idc1为直流电流，ip为原边交流电流，uau为A支路上桥臂瞬时投入电压，ual为A支路下桥臂瞬时投入电压，Lp为耦合电感的自感量Mp为互感量，uaN为A相输出相电压；是将直流电流idc1对时间求微分，是将交流电流ip对时间求微分；化简式(1)可得：uaN=12(ual-uau)-12(Lp-Mp)dipdt---(2)]]>同理，对于B相也有ubN=12(ubl-ubu)+12(Lp-Mp)dipdt---(3)]]>式(2)与式(3)左右两侧相减可以求得变压器的原边电压up：up=uaN-ubN=12[(ual-uau)-(ubl-ubu)]-(Lp-Mp)dipdt---(4)]]>式(4)中右侧最后一项随交流电流变化，如果将耦合电感的漏感(Lp-Mp)等效为是变压的串联阻抗，该项可看作串联阻抗上的电压降，因此可以定义变压器原边的空载电动势为：upo=12[(ual-uau)-(ubl-ubu)]---(5)]]>从式(5)可以看出原边交流电压的电平数由各个桥臂的瞬时投入电压uau，ual，ubu，ubl共同决定。如图3所示，本发明提出在模块化多电平DC-DC变换器的调制过程中引入桥臂间移相角，对于不同相单元的上下桥臂间采用不同移相角。以在A相上下桥臂调制脉冲的对称中心之间引入移相角γa，在B相的上下桥臂调制脉冲的对称中心之间引入移相角γb，如此将会引入模块化多电平DC-DC变换器的上下桥臂瞬时电压错位。假设电容电压已被稳定控制，结合式(5)可以画出各桥臂的瞬时投入电压、差分电压及其在交流侧合成的准两电平波形。可以看出，由于桥臂间移相角产生的错位效果，结合现有的子模块脉冲间移相调制，可以在交流侧生成阶梯数为4N+1的准两电平波形，而且每个阶梯的高度只有子模块电压的1/4，这就大大降低了交流侧的dv/dt，减少电磁干扰，同时缓解了交流电压的高次谐波含量及其对变压器的绝缘冲击。具体的，本发明形成所有子模块调制脉冲的移相角，生成调制脉冲时，可在数字控制器FPGA中采取调节载波相位实现移相。图4为采用本发明桥臂间脉冲移相调制方法时实测桥臂瞬时电压波形，可以看出采用子模块间脉冲移相时生成了阶梯数为N+1(图中所示阶梯数为5)的准两电平桥臂电压，所提出的方法在桥臂电压间引入错位效果与分析类似。图5为采用本发明桥臂间脉冲移相调制方法时实测电压电流波形，可以看出在交流侧生成了阶梯数为4N+1(图中所示阶梯数为17)的准两电电压。交流电压得到很大程度平滑，有效降低了电压变化率以及交流电压对变压器的绝缘冲击。本发明是一种在桥臂间调制脉冲引入移相角以翻倍交流侧阶梯波电平数的调制方法，在交流侧生成阶梯数更多的准两电平波形，进一步降低交流侧的电压变化率，减少电磁干扰，同时缓解交流电压的高次谐波含量及其对变压器的绝缘冲击。以上实验波形验证了本发明的可行性和有效性。以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。当前第1页1 2 3