新型同步整流系统的制作方法

本发明涉及整流系统，特别是新型同步整流系统。

背景技术：

同步整流是采用导通状态电阻极低的专用功率MOS管，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高电源变换器的电源转换效率。功率MOS管属于电压控制型器件，用功率MOS管做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。

现有液显示产品交流-直流（AC-DC）单组输出的电源转换器，其输出采用由同步整流控制芯片U2控制N沟道MOS管Q2做输出同步整流。例如图1所示，该电源转换器存在着以下问题：

1、反激式同步整流控制芯片目前在反激式开关电源中还未得到大量应用，因此该同步整流控制芯片的价格往往较贵（如：现有反激式同步整流控制芯片价格通常在0.2～0.3美金左右）。

2、目前一般的同步整流技术无法同时操作在连续电流导通模式与不连续电流导通模式，各厂家所开发出来的同步整流控制芯片的大部分只允许工作在不连续模式DCM，而无法较好的工作在连续模式CCM，而开关电源工作在连续模式CCM在整体效率转化方面较不连续模式DCM高。

技术实现要素：

为了克服现有技术的缺点，本发明提供了同时操作在连续电流导通模式与不连续电流导通模式的新型同步整流系统。

本发明所采用的技术方案是：

新型同步整流系统，应用在双开闭顺向式转换器，包括第一输入端、第二输入端和第三输入端；所述第一输入端为电阻R1和R3的一端，电阻R1另一端与电阻R2一端、运放OP2的非反向输入端电性连接，电阻R2另一端与同步整流N沟道MOS管Q2的源极、锰铜线Rm一端电性连接，电阻R3另一端与电阻R4一端、运放OP2的反相输入端电性连接，电阻R4与锰铜线Rm的另一端接次级地，运放OP2的输出端与Q3N沟道MOS的栅极电性连接，Q3N沟道MOS的漏极与一N沟道MOSQ4的漏极、电阻R5一端、同步整流N沟道MOSQ2的栅极电性连接，同步整流N沟道MOSQ2的漏极作为所述第二输入端，电阻R5另一端与一二极管D2负端电性连接，二极管D2正端与二极管D1正端、电阻R6一端电性连接并作为所述第三输入端；电阻R6另一端与电阻R7一端、运放OP1反向输入端电性连接，二极管D1负端与电容C1的一端、运放OP1和OP2的供电端电性连接，运放OP1的输出端与Q4N沟道MOS的栅极电性连接，电容C1的另一端、电阻R7另一端、运放OP1的非反向输入端、运放OP1和OP2的接地端、Q3和Q4N沟道MOS管的源极接次级地。

进一步，采用比较器OC1、OC2替换所述运放OP1和OP2，且在所述比较器OC1、OC2的输出端接一上拉电阻。

本发明的有益效果：

1、采用运放OP或比较器OC来控制同步整流MOS管来降低具有同步整流功能的开关电源设计成本，如：采用LM358内部集成2个运放OP，其单颗OP价格在0.05美金以内。

2、让反激式电源即可工作在不连续的模式DCM，也可工作在连续模式CCM，使开关电源在重载时，进入连续模式CCM，使电源整体的转换效率更高，将其应用在双开闭顺向式转换器，具有可同时操作在电流连续电流导通模式与不连续电流导通模式的优点。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步的说明。

图1是现有的反激式电源电路原理框图。

图2是由运放OP控制的新型同步整流系统的电路连接示意图。

图3是应用图2的反激式电源电路原理框图。

图4是反激式开关电源工作在连续模式（CCM）时的时序图。

图5是反激式开关电源工作在不连续模式（DCM）时的时序图。

图6是反激式电源电路采用比较器OC的实施例子原理框图。

具体实施方式

如图2所示，本发明提供新型同步整流系统，应用在双开闭顺向式转换器，包括第一输入端、第二输入端和第三输入端；所述第一输入端为电阻R1和R3的一端，电阻R1另一端与电阻R2一端、运放OP2的非反向输入端电性连接，电阻R2另一端与同步整流N沟道MOSQ2的源极、锰铜线Rm一端电性连接，电阻R3另一端与电阻R4一端、运放OP2的反相输入端电性连接，电阻R4与锰铜线Rm的另一端接次级地（反激式变压器次级侧地简称为次级地），运放OP2的输出端与Q3N沟道MOS的栅极电性连接，Q3N沟道MOS的漏极与一Q4N沟道MOS的漏极、电阻R5一端、同步整流N沟道MOSQ2的栅极电性连接，同步整流N沟道MOSQ2的漏极作为所述第二输入端，电阻R5另一端与一二极管D2负端电性连接，二极管D2正端与二极管D1正端、电阻R6一端电性连接并作为所述第三输入端；电阻R6另一端与电阻R7一端、运放OP1反向输入端电性连接，二极管D1负端与电容C1的一端、运放OP1和OP2的供电端电性连接，运放OP1的输出端与Q4N沟道MOS的栅极电性连接，电容C1的另一端、电阻R7另一端、运放OP1的非反向输入端、运放OP1和OP2的接地端、Q3和Q4N沟道MOS管的源极接次级地。

另外，本实施例提供一种反激式电源，该电源包括上述的反激式同步整流电路，请参照图3，图中，市用交流电（90Vrms～264Vrms）经EMI滤波电路1进行EMI滤波后提供给桥式整流电路2进行全波整流，再经工频滤波电解电容Cb进行工频滤波后生成一具有一定电压纹波的直流电为反激式变压器T1提供输入电能，工频滤波电解电容Cb的负极接初级地（反激式变压器初级侧地简称为初级地），工频滤波电解电容Cb正极与反激式变压器T1初级侧绕组Np的非打点端电性连接，Np的打点端与Q1N沟道MOS的漏极电性连接，Q1N沟道MOS的栅极与一PWM控制器U1的输出引脚电性连接，Q1N沟道MOS的源极接初级地，在该开关电源正常工作时，PWM控制器U1的输出引脚将输出一PWM脉宽调制信号，通过该PWM脉宽调制信号来控制该Q1N沟道MOS管做开与关动作，从而控制该反激式变压器T1从初级侧Np绕组将工频滤波电解电容Cb上的电能通过次级侧绕组Ns转移至输出滤波电路4;变压器T1的次级侧绕组Ns的打点端与电阻R1和R3的一端、电容C2的正端、电感L1的一端电性连接，电感L1的另一端与电容C3的正端电性连接，该C3正端为该反激式开关电源的输出端，输出一电压为Vout的直流电，电阻R1另一端与电阻R2一端、运放OP2的非反向输入端电性连接，电阻R2另一端与同步整流N沟道MOSQ2的源极、锰铜线Rm一端电性连接，电阻R3另一端与电阻R4一端、运放OP2的反相输入端电性连接，电阻R4另一端、电容C2和C3负端接次级地，运放OP2的输出端与Q3N沟道MOS的栅极电性连接，Q3N沟道MOS的漏极与一Q4N沟道MOS的漏极、电阻R5一端、同步整流N沟道MOSQ2的栅极电性连接，同步整流N沟道MOSQ2的漏极与反激式变压器T1的次级侧绕组Ns的非打点端电性连接，电阻R5另一端与一二极管D2负端电性连接，二极管D2正端与二极管D1正端、电阻R6一端及反激式变压器的侦测绕组Nd的打点端电性连接，电阻R6另一端与电阻R7一端、运放OP1反向输入端电性连接，二极管D1负端与电容C1的一端、运放OP1和OP2的供电端电性连接，运放OP1的输出端与Q4N沟道MOS的栅极电性连接，电容C1的另一端、侦测绕组Nd的非打点端、电阻R7另一端、运放OP1的非反向输入端、运放OP1和OP2的接地端、Q3和Q4N沟道MOS管的源极接次级地，其中Q3/Q4可用价格低廉的如:RK7002或2N7002等型号电子零件。

当该反激式开关电源工作在连续模式（CCM）时，可参考图4时序图；

Ton期间：PWM控制器U1的输出端输出一高电平High信号给Q1N沟道MOS的栅极，Q1N沟道MOS的栅极与源极之间得到一电压为Vgs(Q1)=VH【VH为高电平on信号】,使得Q1N沟道MOS导通,使变压器T1的初级侧绕组Np的非打点端与打点端之间产生一电压VNp=VCb=Lp*di/dt=Lp*(Ip-Ip0)/Ton,【其中：VCb为工频滤波电解电容Cb正端对初级地的电压，Lp为反激式变压器T1Np绕组的电感量，di/dt为从Np绕组非打点端流入，从Np绕组打点端流出的电流在单位时间的增加量,Ip为Ton期间末初级侧绕组Np电流，Ip0为Ton时的初始电流】，并且反激式变压器T1开始储能，反激式变压器T1初级侧绕组Np的非打点端的电位极性为“+”，Np的打点端电位极性为“-”，依据变压器同名端原理，此时在反激式变压器T1的次级侧绕组Ns及侦测绕组Nd的非打点端所感应出电位极性也为“+”，在变压器T1的次级侧绕组Ns及侦测绕组Nd的打点端所感应出电位极性也为“-”，由于侦测绕组Nd的非打点端接次级地，故在侦测绕组Nd的打点端产生一电压VNd=-VCb*Nd/Np,【其中Nd为反激式变压器T1的侦测绕组Nd的圈数，Np为反激式变压器T1的初级侧绕组Np的圈数】，同时在运放OP1的反向输入端产生一电压V-(OP1)=VNd*R7/(R6+R7)<V+(OP1)=0V,【其中V+(OP1)为运放OP1非反向输入端电压】，使运放OP1输出端输出一高电平信号给Q4N沟道MOS管的栅极，即:Q4N沟道MOS管的栅极与源极间得到一电压Vgs(Q4)=VH的电压，使得Q4MOS管快速的导通，使得同步整流MOS管的栅极电荷被快速泄放掉，即：在Q1N沟道MOS导通时，Q2N沟道MOS被快速的截止，以确保输出滤波电路4中的电能不会重新倒灌到反激式变压器T1中导致Q2N沟道MOS管在截止时，在该MOS的漏极与源极之间产生较高的尖峰电压使得该Q2MOS管因耐压不足而被击穿问题。

在Ton期间末，变压器T1的初级侧绕组Np流过的电流达到最大值为Ip，变压器所存储的能量为WTon=1/2*Lp*Ip2-1/2*Lp*Ip02。

Toff期间：PWM控制器U1的输出端输出一低电平Low信号给Q1N沟道MOS的栅极,Q1N沟道MOS的栅极与源极之间电压变为Vgs(Q1)=VL=0V【VL为低电平Low信号】，使得Q1N沟道MOS管截止,当Q1N沟道MOS管截止时，反激式变压器所有绕组电位极性反转，即：反激式变压器T1Np绕组、Ns绕组、Nd绕组的非打点端电位极性由“+”变为“-”，反激式变压器T1Np绕组、Ns绕组、Nd绕组的打点端电位极性由“-”变为“+”，此时Q2N沟道MOS管寄生二极管DQ2先正向导通，使得变压器T1次级侧绕组Ns开始将反激式变压器T1在Ton期间所存储的电磁能释放出来，并产生一电流Is路径：次级地→Rm锰铜线→DQ2正端→DQ2负端→反激式变压器T1Ns绕组的非打点端→反激式变压器T1Ns绕组的打点端→电容C2正端及电感L1;电流流过锰铜线Rm在Q2N沟道MOS的源极产生一负压Vs=-Is*Rm,【其中Rm为锰铜线的阻值】，并在运放OP2的非反向输入端产生一电压为:

V+(OP2)=VC2*R2/(R1+R2)-Is*Rm*R1/(R1+R2)，并在运放OP2的反向输入端产生一电压为：V-(OP2)=VC2*R4/(R3+R4)，由于考滤到变压器T1工作在不连续模式DCM时，当Q1N沟道MOS截止期间Toff，反激式变压器T1会在小于Toff时间内就将该反激式变压器T1中气隙所存储的能量全部释放完毕，即在Toff期间内，Is电流会变为0A，为了防止变压器T1在能量释放完后可能使得输出滤波电路4中的电能重新倒灌到反激式变压器T1中导致Q2N沟道MOS管在截止时，在该MOS的漏极与源极之间产生较高的尖峰电压使得该Q2N沟道MOS管因耐压不足而被击穿问题，故需要在Is电流接近0A之后，运放OP2输出端需要输出一高电平信号使Q2N沟道MOS被快速的截止，故而当Is=0A时，需要满足V+（OP2）-V-（OP2）>Vio【其中Vio为运放OP的输入失调电压（Inputoffsetvoltage）】,如：LM358A运入的Vio=2mV，故可通过设置参数，如：Rm=24mΩ，R1=R3=15KΩ,R2=27Ω,R4=22Ω，若VC2=16V，则在V+（OP2）=V-（OP2）+5.3mV,即：VC2*R2/(R1+R2)=VC2*R4/(R3+R4)+5.3mV，

故当Q1N沟道MOS截止时，

V+(OP2)=VC2*R2/(R1+R2)-Is*Rm*R1/(R1+R2)

=VC2*R4/(R3+R4)+5.3mv-Is*Rm*R1/(R1+R2)

=V-(OP2)+5.3mv-Is*Rm*R1/(R1+R2)

若Is=5A时，V+（OP2）=V-（OP2）-114.48mV即：运放OP2反向输入端电压大于非反向输入端电压，使得运放OP2输出端输出一低电平信号使得Q3N沟道MOS截止。同时反激式变压器T1的侦测绕组Nd的打点端将感应一电压VNd=VC2*Nd/Ns,【其中VC2为电容C2正端对次级地的电压，Nd为反激式变压器T1侦测绕组的圈数，Ns为反激式变压器T1次级侧绕组Ns的圈数】，并在运放OP1的反向输入端产生一电压V-（OP1）=VNd*R7/(R6+R7)>V+（OP1）=0V,即：运放OP1的反向输入端电压大于非反向输入端电压，使得OP1输出端输出一低电平信号使得Q4N沟道MOS截止。与此时同时，变压器T1的侦测绕组Nd打点端所感应的电压VNd=VC2*Nd/Ns经二极管D2及电阻R5提供给Q2N沟道MOS管栅极，使Q2N沟道MOS管快速导通，并产生一电流Is路径为：次级地→Rm锰铜线→Q2N沟道MOS源极→Q2N沟道MOS漏极→反激式变压器T1Ns绕组的非打点端→反激式变压器T1Ns绕组的打点端→电容C2正端及电感L1。

在Toff期间，变压器T1的次级侧绕组Ns的电流Is流过Q2N沟道MOS寄生二极管DQ2的时间是非常短暂的一个Δt时间，而在Toff-Δt时间里Is电流会从Q2N沟道MOS管的源极与漏极之间流过，由于该MOS管的导通阻抗RDS(ON)通常只有如：10mΩ～40mΩ左右，若：RDS(ON)=20mΩ,Rm=24mΩ,Is=5A,则在该同步整流电路中的损耗PMOS=IS2*(RDS(ON)+Rm)=1.1W，而如果采用现20A/200V肖特基二极管做输出整流时，若该肖特基二极管正向导通压降为VF=0.6V时，则损耗在该肖特基二极管上的功率至少高达Pdiode=VF*IS=3W以上。

在Toff期间末，反激式变压器T1的次级侧绕组Ns流过的电流由Is1减小到Is2，变压器所释放的能量为WToff=1/2*Ls*Is12-1/2*Ls*Is22，【Ls为变压器T1的次级侧绕组Ns的感量】，且等于在Ton期间存储的能量WTon。

当该反激式开关电源工作在不连续模式（DCM）时，可参考下图5时序图。

在Q1N沟道MOSTon期间的动作原理与图4一致，但在Q1N沟道MOSToff期间【Toff=t1+t2】时与图4不同，当Q1N沟道MOS由导通变为截止时，反激式变压器T1所有绕组电位极性反转，即：反激式变压器T1的Np绕组、Ns绕组、Nd绕组的非打点端电位极性由“+”变为“-”，反激式变压器T1的Np绕组、Ns绕组、Nd绕组的打点端电位极性由“-”变为“+”，反激式变压器T1在Q1N沟道MOS导通期间所存储的能量通过Ns绕组释放出来，当在t1末，流过反激式变压器T1的Ns绕组电流Is等于或基本接近0A时，变压器T1基本把能量释放完，此时在运放OP2的非反向输入端产生一电压V+（OP2）比反向输入端电压V-（OP2）约大于5.3mV左右，即:V+（OP2）=V-（OP2）+5.3mV,使运放OP2输出端输出一高电平信号，使得Q3N沟道MOS管导通，使得同步整流N沟道MOSQ2栅极电荷被快速泄放完毕，即：当Is电流由Isp变为0A时【Isp为Toff期间，反激式变压器T1的Ns绕组初始电流】，Q2N沟道MOS被快速的截止，以防止该反激式变压器T1在能量释放完后可能使得输出滤波电路4中的电能重新倒灌到变压器T1中导致Q2MOS管在截止时，在该MOS的漏极与源极之间产生较高的尖峰电压使得该Q2MOS管因耐压不足而被击穿问题。

在t2期间：变压器T1中的电磁能全部被释放完毕，由于该变压器T1初级绕组Np存在漏感LK'Q1N沟道MOS存在输出电容COSS,以及变压器T1存在杂散电容Cp,使得反激式变压器T1的打点端产生一由LC谐振引起的振铃波形。

而该反激式开关电源工作在不连续模式时，在Ton期间反激式变压器T1所存储的能量为：WTon=1/2*LP*Ip2【Ip为Ton末流过反激式变压器T1的Np绕组的电流】而在Toff期间变压器T1所释放出来的能量为：WToff=1/2*Ls*Isp2而在整个周期T内【T=Ton+Toff】变压器储能与释放能量大小一样。通过采用该同步整流技术，使电源的转换效率得到了较大的提升，同时因采用了价格低廉的运放OP或比较器OC来设计，使所设计的电源产品在价格方面也具体更大的竞争力。

在本发明另一实施例中，图6与图3的区别在于原图3中的OP1与OP2运放被比较器OC取代，由于比较器输出通常为开集电极或开漏极方式，故需要在比较器OC1输出端加一上接电阻R8,在比较器OC2输出端加一上接电阻R9。

以上所述仅为本发明的优先实施方式，本发明并不限定于上述实施方式，只要以基本相同手段实现本发明目的的技术方案都属于本发明的保护范围之内。