一种自适应调节驱动电压的轻载检测电路的制作方法

本发明涉及开关电源中驱动电压的调节技术领域，特别涉及一种自适应调节驱动电压的轻载检测电路。

背景技术：

近年来随着微电子技术的不断改进，人们对于微功耗、节能型产品的需求量不断增多，因此促使dc-dc开关转换器向高效率节能方向发展。

在中等负载和满载的条件下，同步整流技术能显著地提高开关电源系统的转换效率；然而当负载变为轻载或空载的条件下，驱动开关管的驱动损耗成为主要的功率损耗源，此时会显著地降低开关电源系统的转换效率。

其中一些方案虽然提出了轻载电路检测电路，但是其实现电路太复杂，同时在负载为轻载时不能对驱动电压进行调节。

技术实现要素：

针对以上问题，本发明提供了一种自适应调节驱动电压的轻载检测电路，降低了轻载或空载情况下的驱动损耗，提高了开关电源系统的转换效率。

该自适应调节驱动电压的轻载检测电路，如图1所示，包括钳位电压产生模块、电平转换模块和使能无效控制模块。

所述钳位电压产生模块的输入端口接峰值检测电路，输出钳位电压信号clamp至使能无效控制模块和驱动电路；当负载不为空载，此时工作在正常模式下，输出的钳位电压信号控制驱动电路，钳位驱动电路的输出电压；

所述电平转换模块产生低于电源电压的信号，作为钳位电压产生模块的高压地电位；

所述使能无效控制模块，当负载为空载，此时工作在无效模式，输出使能无效信号，将驱动电路输出拉为最低电平，并且将关断芯片内部可关断电路，将功耗降为最低。

当负载不为空载，根据输出负载的条件，驱动电路输出电压会跟随进行调整，即输出负载降低时，驱动电路输出电压随之降低。重载条件下，功率开关管由高的驱动电压进行驱动来优化系统性能和降低导通功耗；轻载条件下，功率开关管不需要高的驱动电压以达到如此低的沟道导通电阻。这种自适应调节驱动电压技术能够在负载为轻载的条件下优化系统效率，降低功耗，特别当使用有很大的输入寄生电容的功率开关管时，效果更为显著。

当负载为空载，轻载检测电路输出使能无效控制信号，将驱动电路的输出电压拉为最低电位，同时降低片内的功率损耗。为了增加系统的稳定性和避免噪声的影响，进入和退出使能无效模式的阈值电压应存在一定的迟滞。

在负载突变时，功率开关管间的寄生体二极管的瞬间软导通和降在功率开关管沟道电阻上的压降能提高系统的稳定性。即当功率开关管的状态进入和退出正常模式或使能无效模式，本发明也能提高系统性能。

所述钳位电压产生模块输入由lld端口和vcc端口控制时；峰值检测电路将负载电压输入到vcc端口，采样分压输入到lld端口，如图2所示。其中实线为驱动电路输出电压波形，点线为电流消耗波形。当vcc和vlld的差值在使能恢复电压阈值vlld_rec和轻载检测电压阈值vlld_max之间时，驱动电路输出电压与vcc和vlld的差值呈线性关系。当vcc和vlld的差值低于使能无效电压阈值vlld_dis，芯片就会进入无效模式，此时芯片的功率损耗会急速降低。当vcc和vlld的差值高于vlld_rec，无效模式会终止，并进入正常工作模式。

综上所述，本发明通过负载检测，输出可调的驱动电压和使能无效控制信号，对负载为轻载或空载情况下，优化系统效率；同时当功率开关管状态切换，驱动电压调节技术能提高系统的性能和稳定性。

附图说明

图1为自适应调节驱动电压的轻载检测电路示意图；

图2为驱动电路输出电压随lld变化波形和电流消耗特性图；

图3为本发明自适应调节驱动电压的系统框图；

图4为峰值检测电路示意图；

图5为本发明电平转换模块示意图；

图6为本发明钳位电压产生模块示意图；

图7为本发明使能无效控制模块示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步的详细说明。

峰值检测电路对负载电压进行检测并输入到vcc端口，同时对负载电压进行分压采样输入到lld端口，再经过轻载检测电路输出钳位电压信号控制上端驱动电路和使能无效信号控制下端驱动电路，分别驱动上端nmos管和下端nmos管，输出驱动调制电压，控制片外功率开关管的栅端。其中轻载检测电路包括钳位电压产生和使能无效控制功能。钳位电压产生功能由电阻r4、r5、r6、r7，电容c4和c5，差分放大器op，以及电平转换器实现。vcc和vlld的差值经过差分放大器op产生驱动上端驱动电路的可调的钳位电压。同时因为vcc和vlld为高电压，而普通工艺栅源电压耐压为5v，因此必须使用电平转换器为差分放大器op提供高压地电位。使能无效控制功能由比较器comp和二选一电路实现。对产生的钳位电压经过comp与一个参考电压进行比较，产生使能无效控制信号，通过下端驱动电路将驱动电压拉为最低电平，并关断芯片的部分电路。

如图4所示，使用二极管d1，电阻r1、r2、r3，电容c2和c3构成简单有效的峰值检测电路，对负载等级进行检测。当功率开关管m1导通时，c2会进行充电，引起vcc和vlld之间的差值增加。当负载减小时，开关管m1的导通时间会越来越小，即电流流过的时间越来越小。对c2充电的时间越来越短，c2上的电压就会降低(通过r2和r3进行放电)。在c2上变小的电压会使lld端口电压朝vcc变化，并且导致vcc和vlld的差值变为零，此时轻载检测电路的输出电压会直接影响驱动输出电压drv从最大值开始降低。电阻r2和r3用作电压值调整电路，同时配合电容c3构成低通滤波器，滤掉c2上的高频纹波，低通滤波器同时减慢了开关管m1的状态转变速度。除此之外，开关状态转换的时间常数要高于反馈环路的时间常数。如图5所示，电平转换模块，包括pmos管m1、m2、m3、m4、m5、m6，nmos管m7、m8，电阻r1、r2、r3。该电平转换模块原理为：bias为外部电路提供的电流偏置，通过m7和m8电流镜的电流镜，为m8管子所在支路提供电流。电源电压vcc经过一连串二极管连接的pmos管m1、m2、m3，为功率pmos管m6的栅端提供vcc-5-vth的电压，由于m6的宽长比为20/1，管子尺寸很大，所以m6的栅源电压基本为vth，因而vcc_5输出端电压为vcc-5。与m6管并联的两个二极管连接的管子m4、m5作用是：在正常工作状态时，两个管子是不工作的，只有当vcc_5流入过大电流脉冲，会使m6管子的源电压过高，由于m6栅端来不及变化，可能使栅源电压过大，而此时m4和m5管导通会使m6栅端提高，使栅源电压低于最大击穿电压，对m6管子起保护作用。在vcc_5没有电流流入时，电阻r2和r3提供一个小的电流使m6导通，而不致于vcc_5输出太低，起不到电平转换的作用。

如图6所示，钳位电压产生模块，包括pmos管m1、m2、m3、m4、m5、m6，nmos管m7、m8、m9、m10，电阻r1、r2、r3，二极管d1，电容c1,差分放大器op1、op2，以及电平转换器。运算放大器op1输出连接到m1栅端，m1漏连接m3的源端构成共源共栅结构，m3的漏端连接到电流镜m8的栅端和漏端，再通过m7的电流镜像在电阻r2上产生电压到op1的反相输入端，此环路构成负反馈。当反馈达到稳态时，op1的反相输入端电压等于lld端口电压，流过m7的电流大小为(vcc-vlld)/r2，其电流大小等于m1和m3支路上的电流，而m2和m4支路的电流镜像m1和m3支路电流，因此在vclamp端产生(vcc-vlld)·r3/r2的电压，该电压将随vcc和vlld的差值变大而变大。差分放大器op2和m6的作用是：当m2和m4支路上电流流过电阻r3所产生的电压大于op2同相输入端的参考电压vref时，通过op2和m6构成的负反馈调节，vclamp最终被稳定在参考电压vref，反之如果m2和m4支路上电流流过电阻r3所产生的电压本身就小于参考电压vref，则m6关断，op2和m6构成的负反馈没有作用，vclamp输出(vcc-vlld)·r3/r2。bias为外部电流偏置，通过电流镜m9和m10为m5提供电流，m3和m5构成负反馈，分别为各自的栅端提供偏置电压。电平转换器为差分放大器op1提供高压地电位。电阻r1和电容c1构成滤波网络，滤除由lld端口输入的脉冲和毛刺。电容d1作用是：对lld端口起esd保护。

如图7所示，使能无效控制模块，比较器comp输出端通过反相器inv1和inv2控制传输门tg1和tg1，将不同的参考电压vref1和vref2接入comp的同相输入端，其中vref1高于vref2。当vclamp从高电压变为低电压时，输出dis维持低电平(此时比较器comp同相输入端接vref2)，直至输入低于vref2时，dis才变为高电平；当vclamp从低电压变为高电压时，输出dis维持高电平(此时比较器comp同相输入端接vref1)，直至输入高于vref1时，dis才变为低电平。这种带迟滞的比较器，能有效避免噪声的影响和增加系统的稳定性。

由上述内容可知，本发明利用峰值检测电路对负载电压进行检查并分压采样，经过轻载检测电路输出钳位电压信号和使能无效信号，以此来控制驱动电路的输出电压。本发明的电路不仅简单，而且在负载为轻载时能调节驱动电路输出电压的大小。