本发明属于电力电子电路技术领域，涉及基于碳化硅MOSFET的低关断栅极回路阻抗的驱动电路。
背景技术：
如图1所示，在传统的基于碳化硅MOSFET的驱动电路中添加电容Ca_H和Ca_L，用于构建低阻抗支路，抑制串扰问题引起的栅源极电压尖峰，但是添加电容Ca_H和Ca_L相当于增大了栅源极结电容CGSH和CGSL，会影响开关速度。图2给出一种在传统的基于碳化硅MOSFET的驱动电路中添加辅助开关管Sa_H和Sa_L以及电容Ca_H和Ca_L，既可以抑制串扰问题引起的栅源极电压尖峰，同时避免只添加电容Ca_H和Ca_L影响碳化硅MOSFET开关速度的问题。图3是图2中对应开关管的驱动信号。
图2所示现有技术方案的工作原理如下：
(t0～t1)：电容Ca_H和Ca_L预充电。通过辅助开关管Sa_H、Sa_L的体二极管和栅极电阻Rg_H、Rg_L，电容Ca_H和Ca_L的电压为-VSS_H和-VSS_L。
(t1～t2)：辅助开关管Sa_H和Sa_L仍然处于截止状态。在t2时刻，桥臂下管Q2开始导通。
(t2～t3)：桥臂下管Q2导通。此时，开关管S1_L处于导通状态，同时开关管S2_L和辅助开关管Sa_L处于关断状态。与此同时，辅助开关管Sa_H导通，电容Ca_H并联在桥臂上管Q1的电容CGSH两端，为开关过程中的电容CGDH供一条低阻抗支路。桥臂上管Q1的栅极阻抗大幅度减小，因此，栅源极的正向电压尖峰也相应减小，开通时刻引起的串扰问题得到抑制。
(t3～t4)：桥臂下管Q2完全导通。电容Ca_H和CGSH通过栅极电阻Rg_H和-VSS_H电，直至电容Ca_H和CGSH上的电压下降至-VSS_H为止。
(t4～t5)：桥臂下管Q2关断。在此过程中开关管S1_L关断，开关管S2_L开通。与此同时，辅助开关管Sa_H处于导通阶段，电容Ca_H并联在桥臂上管Q2的电容CGSH两端。桥臂上管Q2的栅极阻抗较小，因此能有效抑制栅源极的负向电压尖峰。
(t5～t6)：桥臂下管Q2完全关断。辅助开关管Sa_H关断，电容Ca_H和CGSH之间断开连接。电容CGSH充电，直至其电压上升至-VSS_H为止。
在图2所示的驱动电路中添加辅助开关管Sa_H和Sa_L，需要额外的控制信号来控制辅助开关管的开通和关断，其缺点主要体现在以下几个方面：
1)辅助开关管需要额外的控制信号，增加了控制的复杂程度；
2)影响驱动电路的布局：由于辅助开关管和电容的存在，驱动回路的面积增大，会影响高频电路中开关管的开关特性。
碳化硅MOSFET在高频桥式电路中应用时，会产生串扰问题，造成碳化硅MOSFET的栅源极电压出现正向尖峰或负向尖峰，如图4所示。串扰问题对于电力电子装置的可靠性的影响极大，栅源极电压正向尖峰会引起碳化硅MOSFET的误导通，造成桥臂短路；而栅源极电压负向尖峰会引起碳化硅MOSFET的栅源极击穿。形成串扰问题的因素主要是由电路的寄生参数引起，如碳化硅MOSFET的结电容CGD(即图1和2中的CGDH和CGDL)和CGS(即图1和2中的CGSH和CGSL)，共源寄生电感(同时存在于驱动电路回路和主功率回路中)。驱动电路是否存在共源寄生电感，决定了不同的串扰现象。并且，现有的技术方案均未考虑器件封装中共源寄生电感的影响，且未针对其对串扰问题的影响采取抑制措施。
综上所述，现有技术解决串扰问题时，需要在驱动电路中增加辅助电路，而辅助电路中的辅助开关管需要额外的控制信号，且控制信号需要一定的精准度，会增加数字控制的难度。而且，驱动电路中添加辅助电路后，会影响原有驱动电路的布局，使得驱动电路的回路面积增大。在高频电路中，驱动电路回路面积的增大会影响开关管的开关特性。另外，现有的技术方案均未考虑器件封装中寄生电感—共源寄生电感的影响，且未针对其对串扰问题的影响采取抑制措施。
技术实现要素：
针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种基于碳化硅MOSFET的驱动电路，用于抑制具有桥臂结构的变流器如三相桥式逆变器、全桥DC-DC变换器等中的串扰问题。当出现串扰问题时，驱动电路中提供低阻抗支路，减小栅源极电压变化。本发明在不增加驱动电路的复杂性的前提下，抑制了串扰问题引起的碳化硅MOSFET栅源极电压尖峰，提高了基于碳化硅MOSFET的电力电子装置的可靠性。
为达到以上目的，本发明采取的技术方案是：
一种基于碳化硅MOSFET的驱动电路，所述碳化硅MOSFET包括桥臂上管Q1和桥臂下管Q2；电感LS2H和电感LS2L分别为Q1和Q2的封装引脚的共源寄生电感；
所述桥臂上管Q1的驱动电路包括电压源VGS_H、开关管S1_H、开通栅极电阻Ron_H、电压源-VSS_H、开关管S2_H和关断栅极电阻Roff_H；
所述电压源VGS_H的正极与开关管S1_H的漏极连接，所述开关管S1_H的源极与开通栅极电阻Ron_H的一端连接，所述开通栅极电阻Ron_H的另一端与桥臂上管Q1的栅极连接；
所述电压源VGS_H的负极与电压源-VSS_H的正极连接，所述电压源-VSS_H的负极与开关管S2_H的源极连接，所述开关管S2_H的漏极与关断栅极电阻Roff_H的一端连接，所述关断栅极电阻Roff_H的另一端与桥臂上管Q1的栅极连接，所述电感LS2H的一端与桥臂上管Q1的源极连接，另一端与所述电压源-VSS_H的正极连接；
所述桥臂下管Q2的驱动电路包括电压源VGS_L、开关管S1_L、开通栅极电阻Ron_L、电压源-VSS_L、开关管S2_L和关断栅极电阻Roff_L；
所述电压源VGS_L的正极与开关管S1_L的漏极连接，所述开关管S1_L的源极与开通栅极电阻Ron_L的一端连接，所述开通栅极电阻Ron_L的另一端与桥臂下管Q2的栅极连接；
所述电压源VGS_L的负极与电压源-VSS_L的正极连接，所述电压源-VSS_L的负极与开关管S2_L的源极连接，所述开关管S2_L的漏极与关断栅极电阻Roff_L的一端连接，所述关断栅极电阻Roff_L的另一端与桥臂下管Q2的栅极连接，所述电感LS2L的一端与桥臂下管Q2的源极连接，另一端与所述电压源-VSS_L的正极连接；
其特征在于：
所述碳化硅MOSFET的驱动电路的开通和关断回路经过不同的回路，还包括：四个电容Ca1_H、Ca2_H、Ca1_L和Ca2_L，
电容Ca2_H的作用是减小封装引脚上的共源寄生电感LS2H的影响，所述电容Ca2_H的一端与与桥臂上管Q1的源极连接，另一端与用于提供关断负压的电压源-VSS_H的负极连接；
电容Ca2_L的作用是减小封装引脚上的共源寄生电感LS2L的影响，所述电容Ca2_L的一端与与桥臂下管Q2的源极连接，另一端与用于提供关断负压的电压源-VSS_L的负极连接；
电容Ca1_H的作用是在Q1发生串扰时，为碳化硅MOSFET封装内部的栅漏极结电容CGDH的充放电电流提供更低阻抗的回路，所述电容Ca1_H与关断栅极电阻Roff_H并联；
电容Ca1_L的作用是在Q2发生串扰时，为碳化硅MOSFET封装内部的栅漏极结电容CGDL的充放电电流提供更低阻抗的回路，所述电容Ca1_L与关断栅极电阻Roff_L并联。
在上述驱动电路中，
Q1的驱动电路的开通回路经过电压源VGS_H、开关管S1_H和开通栅极电阻Ron_H；
Q1的驱动电路的关断回路经过电压源-VSS_H、开关管S2_H和关断栅极电阻Roff_H；
Q2的驱动电路的开通回路经过电压源VGS_L、开关管S1_L和开通栅极电阻Ron_L；
Q2的驱动电路的关断回路经过电压源-VSS_L、开关管S2_L和关断栅极电阻Roff_L。
在上述驱动电路中，
Q1的驱动电路中开关管S1_H和开关管S2_H驱动信号互补；
Q2的驱动电路中开关管S1_L和开关管S2_L驱动信号互补。
在上述驱动电路中，
Q1的封装内部包括栅源极结电容CGSH、栅漏极结电容CGDH和漏源极结电容CDSH；
Q2的封装内部包括栅源极结电容CGSL、栅漏极结电容CGDL和漏源极结电容CDSL；
Q1和Q2的封装内部连接线的共源寄生电感分别为电感LS1H和电感LS1L；
Q1和Q2内部栅极电阻分别为电阻RG1H和电阻RG1L。
在上述驱动电路中，
在Q1发生串扰时，电容Ca1_H足够大，使大部分结电容CGDH变化电流将要流过电容Ca1_H，而不是结电容CGSH，Q1栅源极上电压尖峰将减小；
在Q2发生串扰时，电容Ca1_L足够大，使大部分结电容CGDL变化电流将要流过电容Ca1_L，而不是结电容CGSL，Q2栅源极上电压尖峰将减小。
在上述驱动电路中，
当电流急剧变化时，共源寄生电感LS2H上感应产生电压降并且存储能量，此时电容Ca2_H上电压和能量也随之变化，当电容Ca2_H足够大时，共源寄生电感LS2H与驱动电路Q1解耦，共源寄生电感LS2H的影响减小；
当电流急剧变化时，共源寄生电感LS2L上感应产生电压降并且存储能量，此时电容Ca2_L上电压和能量也随之变化，当电容Ca2_L足够大时，共源寄生电感LS2L与驱动电路Q2解耦，共源寄生电感LS2L的影响减小。
本发明所述的基于碳化硅MOSFET的驱动电路的有益效果如下：
图5为现有的一种驱动电路，它的特点是碳化硅MOSFET开通和关断的驱动电路回路经过不同的回路。例如碳化硅MOSFET Q1开通时，其驱动回路经过电压源VGS_H、开关管S1_H和开通栅极电阻Ron_H；碳化硅MOSFET Q1关断时，其驱动回路经过-VSS_H、S2_H和Roff_H。本发明在图5所示驱动电路基础上增加四个电容Ca1_H、Ca2_H、Ca1_L和Ca2_L，如图6所示。本发明的驱动电路既能减小共源寄生电感的影响，又能抑制串扰问题，且无需辅助开关管，不影响碳化硅MOSFET的正常开关速度，不影响驱动电路的布局，结构简单，易于实现，具体如下：
1.低关断栅极回路阻抗的驱动电路的架构：此驱动电路的特征是无需额外的有源器件，在达到抑制串扰问题的目的的前提下，既能不影响碳化硅MOSFET的正常开关速度，又可不影响驱动电路的布局，结构简单，易于实现。
2.电容Ca2_H和Ca2_L的连接方式：电容Ca2_H和Ca2_L的作用是减小封装引脚上的共源寄生电感LS2H和LS2L的影响，电容Ca2_H和Ca2_L需要并联在共源寄生电感和用于提供关断负压的电压源-VSS_H或-VSS_L上。
3.电容Ca1_H和Ca1_L的连接方式：电容Ca1_H和Ca1_L的作用是在发生串扰时，为碳化硅MOSFET封装内部的结电容CGDH和CGDL的充放电电流提供更低阻抗的回路。电容Ca1_H和Ca1_L相当于图1中的电容Ca_H和Ca_L，但是为了避免增加辅助开关管，电容Ca1_H和Ca1_L并联在关断栅极电阻Roff_H和Roff_L上，然后利用开关管S2_H和S2_L控制其不影响碳化硅MOSFET开关速度。
附图说明
本发明有如下附图：
图1为现有技术方案的驱动电路；
图2为基于现有技术方案的改进驱动电路
图3为图2驱动电路对应开关管的驱动信号；
图4为串扰问题造成的正负向电压尖峰；
图5为现有的驱动电路；
图6为基于图5的驱动电路本发明提出的改进驱动电路图；
图7为本发明的驱动电路中开关管S1_H、S2_H、S1_L以及S2_L的信号逻辑；
图8为本发明的驱动电路一个开关周期四个阶段的等效电路图；其中，(a)为t1-t2时刻的等效电路图；(b)为t2-t3时刻的等效电路图；(c)为t3-t4时刻的等效电路图；(d)为t4-t5时刻的等效电路图；
图9为用于计算电容Ca1_H的等效电路。
具体实施方式
以下结合附图对本发明作进一步详细说明。
实施例1
1、本发明的驱动电路(如图6所示)。
由于串扰问题产生于开关瞬间，所以认为负载电流Io和输入电压VDC恒定。图6所示驱动电路是在图5所示现有驱动电路的基础上增加了四个电容Ca1_H、Ca2_H、Ca1_L和Ca2_L,具体如下：
Q1的驱动电路中S1_H和S2_H驱动信号互补，Q2的驱动电路中S1_L和S2_L驱动信号互补；
电容CGSH、电容CGDH、电容CDSH分别为碳化硅MOSFET Q1的封装内部栅源极结电容、栅漏极结电容和漏源极结电容；
电容CGSL、电容CGDL、电容CDSL分别为碳化硅MOSFET Q2的封装内部栅源极结电容、栅漏极结电容和漏源极结电容；
电感LS1H和电感LS1L分别为碳化硅MOSFET Q1和Q2的封装内部连接线的共源寄生电感；
电感LS2H和电感LS2L分别为碳化硅MOSFET Q1和Q2的封装引脚的共源寄生电感；
电阻RG1H和电阻RG1L分别为碳化硅MOSFET Q1和Q2内部栅极电阻；
电阻Ron_H、电阻Roff_H分别为碳化硅MOSFET Q1的开通栅极电阻和关断栅极电阻；
电阻Ron_L、电阻Roff_L分别为碳化硅MOSFET Q2的开通栅极电阻和关断栅极电阻。
2、驱动电路工作原理
如图7所示，将本发明的驱动电路一个开关周期分为四个阶段：(t1～t2)、(t2～t3)、(t3～t4)和(t4～t5)，各个阶段的等效电路图如图8所示，具体分析如下：
t1时刻之前，假设电路处于稳定状态。驱动电路S2_H和S2_L开通，Q1和Q2均处于关断状态，Q1的体二极管D1作为续流二极管进行续流。
(t1～t2)：Q1的驱动电路中开关管S2_H仍然处于开通状态，Q2的驱动电路中开关管S2_L关断，开关管S1_L开通，此阶段等效电路如图8(a)所示。此阶段，Q2进入导通状态，而Q1一直处于关断状态。由于此阶段中Q2的驱动电路中S2_L处于关断状态，电容Ca1_L没有连接在开通回路中，不会对Q2的开通速度造成影响。在Q2开通过程中，Q2与Q1的体二极管D1换流时，电流的变化速度较快，共源寄生电感LS1H、LS2H、LS1L、LS2L上均会产生电压降。由于共源寄生电感LS1H和LS1L作为碳化硅MOSFET封装内部链接线路上的寄生电感，电感值较小，忽略其造成的影响。在Q2的驱动电路中，电容Ca2_L与共源寄生电感LS2L，电压源-VSS_L形成回路。若电容Ca2_L足够大，共源寄生电感LS2L上的电压降的影响减小。同样，在Q1的驱动回路中，电容Ca2_H降低共源寄生电感LS2H的影响。Q2开通的过程中Q1和Q2的漏源电压同时变化时，结电容CGDH、CDSH和CGDL、CDSL进行充放电。在这过程中，Q1的结电容CGDH的充电电流会流过结电容CGSH支路以及驱动回路中，若电容Ca1_H足够大，大部分结电容CGDH充电电流将要流过电容Ca1_H。综上，Q1栅源极上电压尖峰将减小，实现了对串扰问题的抑制。
(t2～t3)：Q1的驱动电路中开关管S2_H仍然处于截止状态，Q2的驱动电路中开关管S1_L关断，开关管S2_L开通，此阶段等效电路如图8(b)所示。此阶段，Q2进入关断状态，Q1仍然处于关断状态。Q2的驱动电路中S2_L开通，电容Ca1_L与关断电阻Roff_L连入关断回路中，因电容Ca1_L较大，对Q2的关断速度的影响可忽略，Q2的关断速度主要受关断电阻Roff_L调节。在Q2的关断过程中，Q1和Q2的漏源电压同时变化时，Q1的结电容CGDH的放电电流会流过结电容CGSH支路和驱动回路中，由于电容Ca1_H所在回路的阻抗小，所以大部分电容CGDH的充电电流流过Ca1_H。Q2关断的过程中，Q2与Q1的体二极管D1换流时，电流急剧变化，共源寄生电感LS1H、LS2H、LS1L、LS2L上均会产生电压降，而由于电容Ca2_H和Ca2_L的影响，共源寄生电感LS2H和LS1H对串扰问题的影响减小。
(t3～t4)：Q2的驱动电路中开关管S1_L仍然处于截止状态，Q1的驱动电路中开关管S2_H关断，开关管S1_H开通，此阶段等效电路如图8(c)所示。此阶段Q1进入开通状态，Q2一直处于关断状态。由于负载电流流入桥臂中点，Q1的开通过程中，Q1与其体二极管D1换流，Q1和Q2的漏源电压基本无变化，共源寄生电感和结电容上基本无电压电流变化，所以不会出现串扰问题。
(t4～t5)：Q2的驱动电路中开关管S1_L仍然处于截止状态，Q1的驱动电路中开关管S1_H关断，开关管S2_H开通，此阶段等效电路如图8(d)所示。此阶段Q1进入关断状态，Q2一直处于关断状态。Q1的关断过程与其开通过程相似，Q1与其体二极管D1换流，Q1和Q2的漏源电压基本无变化，源寄生电感和结电容上基本无电压电流变化，所以不会出现串扰问题。
3、驱动电路的参数计算
Q1驱动电路中参数计算：
1)电容Ca2_H的计算
电容Ca2_H的作用是减小封装引脚上的共源寄生电感LS2H的影响。当电流急剧变化时，共源寄生电感LS2H上感应产生电压降并且存储能量，此时电容Ca2_H上电压和能量也随之变化；当电容Ca2_H足够大时，共源寄生电感LS2H与Q1驱动电路解耦，共源寄生电感LS2H的影响减小。
设定电容Ca2_H电压变化量ΔvCa2_H＜ΔVCa2_H(ΔVCa2_H为设定值)，则电容Ca2_H需要满足式(1)所示条件：
式(1)中，Ipeak为共源电感上电流变化量最大值。
2)电容Ca1_H的计算
Q1出现串扰问题时，电容Ca1_H足够大，大部分结电容CGDH变化电流将要流过电容Ca1_H，而不是结电容CGSH，Q1栅源极上电压尖峰将减小。
图9为Q1出现串扰问题时的简化等效电路。假设开关瞬间Q1的漏源极电压vDSH的电压变化率κ恒定，Q2开通时κ＝κ1，Q2关断时κ＝κ2，式(2)和(3)分别给出了Q2开通时Q1的栅源极电压的正向尖峰值vGSH(+)，和Q2关断时Q1的栅源极电压的负向尖峰值vGSH(-)。为了保证电力电子装置的可靠性，Q1栅源极电压正向尖峰值vGSH(+)需要小于碳化硅MOSFET的阈值电压Vth，负向尖峰值vGSH(-)需要大于栅源极负向安全电压VGS_MAX(-)，如式(4)所示。而根据式(2)和(3)可知，负向电压VSS_H对于Q1的栅源极电压的尖峰值也存在影响，需根据式(5)对VSS_H的范围进行选择。
ΔvGSH(+)-ΔvGSH(-)＜Vth-VGS_MAX(-) (4)
VGS_MAX(-)-ΔvGSH(-)＜VSS_H＜Vth-ΔvGSH(+) (5)
式(2)—(3)中：
ΔvGSH(+)为Q1的栅源极电压的正向变化量；
ΔvGSH(-)为Q1的栅源极电压的负向变化量；
a0＝τd；
τa＝Roff_HCa1_H；
τb＝(RG1H+Roff_H)(CGSH+CGDH)；
τc＝RG1HRoff_HCa1_H(CGSH+CGDH)；
τd＝(RG1H+Roff_H)CGDH；
Q2驱动电路中参数计算：
3)电容Ca2_L的计算方法
电容Ca2_L的作用是减小封装引脚上的共源寄生电感LS2L的影响。当电流急剧变化时，共源寄生电感LS2L上感应产生电压降并且存储能量，此时电容Ca2_L上电压和能量也随之变化；当电容Ca2_L足够大时，共源寄生电感LS2L与Q2驱动电路解耦，共源寄生电感LS2L的影响减小。电容Ca2_L的计算方法与Ca2_H相同。
4)电容Ca1_L的计算
Q2出现串扰问题时，电容Ca1_L足够大，大部分结电容CGDL变化电流将要流过电容Ca1_L，而不是结电容CGSL，Q2栅源极上电压尖峰将减小。Ca1_L的计算方法与Ca1_H相同。
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。