本发明属于电机领域，具体涉及一种分段式圆筒型横向磁通直线电机。
背景技术：
直线运动系统在国防、军工等领域中有着广泛的应用。随着科学技术的发展，人们对直线运动系统提出了越来越高的要求，包括推力密度大、控制特性灵活、结构简单、制造容易等。然而对于传统磁路结构的直线电机，电负荷和磁负荷的相互制约使直线电机的力密度难以从根本上得到提高。在高转矩密度电机方面，近年来横向磁场电机发展较快。
目前国内关于横向磁通永磁直线电机的研究很少，哈尔滨工业大学的邹继斌教授及其学生研究了采用u型铁心结构横向磁通圆筒型直线电机，电机结构简单，但是相邻两相绕组间存在共槽边，存在各相绕组的耦合问题，此外由于相邻初级铁心齿单元间隔两倍永磁极距，永磁极的利用率不高且漏磁严重(邹继斌,王骞,张洪亮.横向磁通直线电动机电磁力的分析与计算[j].电工技术学报,2007,22(8))。哈尔滨工业大学的寇宝泉教授及其学生研究了双向交链的平板型和圆筒型横向磁通直线永磁同步电机，该电机初级铁心单元的齿距等于极距，能够充分利用次级永磁体，有效减小极间漏磁，但该电机结构复杂且相邻绕组共用一段铁心齿，不同绕组之间存在耦合问题，因此难以实现多相结构(寇宝泉,杨国龙,周维正,张赫.双向交链横向磁通平板型永磁直线同步电机[j].中国电机工程学报,2012,33:75-81+178.、寇宝泉,杨国龙,李鹏,张赫.双向交链横向磁通圆筒型直线永磁同步电机的基础研究[j].中国电机工程学报,2012,36:61-67+13.)。
总之，现有的采用传统u形、c形等铁心结构的横向磁通直线电机初级空间利用率不高，永磁体的利用率偏低，且永磁体极间漏磁较大。此外，它们大都还存在着或结构复杂、加工困难，或电机电枢绕组有效长度比例不高等问题，在功率密度和加工制造上还有提高的空间。
针对上述情况，本发明提出一种分段式圆筒型横向磁通直线电机技术方案。
技术实现要素：
本发明所解决的技术问题在于提供一种分段式圆筒型横向磁通直线电机，它具有较高的永磁体利用率，改善了永磁体极间漏磁，且能够实现较高的功率密度和推力密度。
实现本发明目的的技术解决方案为：
分段式圆筒型横向磁通直线电机，其组成包括：各相分段初级铁心1、2、3、各相分段次级铁心4、5、6、各相电枢绕组7、8、9和永磁极10；各相电枢绕组7、8、9分别绕制在各相分段初级铁心1、2、3的铁心齿上构成电机初级，永磁极10平铺在各相分段次级铁心4、5、6上构成电机次级；电机初级和电机次级均采用按相分段结构，各相分段初级铁心1、2、3和各相分段次级铁心4、5、6均呈扇形柱状结构并沿电机圆周将其按相数m进行等分，即各相所占圆心角的弧度为2π/m，且各相分段之间填充有隔磁材料11。
各相分段初级铁心1、2、3由各相初级铁心轭101、201、301、位于各相初级铁心轭101、201、301上的3列错位分布排列的铁心齿，包括各相外部铁心齿102、202、302和各相中间铁心齿103、203、303以及铁心齿端部的极靴，包括各相外部铁心齿102、202、302端部的极靴104、204、304和各相中间铁心齿103、203、303端部的极靴105、205、305。
各相分段初级铁心1、2、3在运动方向v上呈交替排列的u形和t形铁心结构，即同一列铁心齿内部的分布间隔均为2个永磁极距2τ，同相的外部铁心齿102、202、302和中间铁心齿103、203、303之间的错位距离为1个永磁极距τ。
各相电枢绕组7、8、9分别绕制在各相中间铁心齿103、203、303上。
各相外部铁心齿102、202、302端部的极靴104、204、304沿垂直于运动方向v向内侧延伸跨接在两列各相外部铁心齿102、202、302端部上并覆盖永磁极10的表面，各相中间铁心齿103、203、303端部的极靴105、205、305沿垂直于运动方向v向外侧延伸覆盖永磁极10的表面。
永磁极10按n-s交替充磁依次安装在各相分段次级铁心4、5、6上，且m列永磁极10分别对应m相分段初级铁心1、2、3、m相分段次级铁心4、5、6和m相电枢绕组7、8、9。
分别安装在m相分段次级铁心4、5、6上的m列永磁极10沿运动方向v呈错位排列，且任意两列永磁极10之间的错位距离均为2τ/m。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)从原理上看，该种新型电机的磁通平面与运动方向相互垂直，克服了由于电负荷和磁负荷在空间上相互制约而产生的不利于提高电机转矩密度的缺点，能够实现较高的功率密度；2)从磁路结构上看，该电机初级铁心呈交替排列的u形和t形铁心结构，由永磁磁势所产生的交链电枢绕组的磁通由外部铁心齿和中间铁心齿两部分所对的极性相反的永磁极共同产生，具有较大的磁动势，有利于提高电机出力，进而获得较高的推力密度；3)从按相分段的分段式铁心结构上看，该电机各相分段之间相互独立，且各相分段之间填充有隔磁材料，实现了各相分段之间的磁绝缘；4)从铁心齿部结构上看，所采用的铁心齿端部极靴覆盖磁极表面，极靴正对磁极表面的部分具有较大的表面积，具有较高的磁极利用率，有效减小极间漏磁，且磁回路中具有较小的气隙磁阻和永磁极磁阻，能够实现更高效的能量转换；5)从制造工艺上看，该电机采用分段式圆筒型铁心轭和交错排列的铁心齿，既可采用传统的硅钢片叠压的方式，又可采用切削加工的新型软磁复合材料(softmagneticcomposites,smc)来实现，制造工艺简单，且电枢绕组结构简单，可手工嵌线，嵌线简单；6)从应用场合上看，运行速度的控制和调节简单，适用于低速大推力的直接驱动场合。通过调节电压、频率等，可以得到不同的推力和速度，有较强的灵活性。
附图说明
图1是该分段式圆筒型横向磁通直线电机的结构示意图；
图2(a)是该分段式圆筒型横向磁通直线电机的a相分段的前视图及相关尺寸标注；
图2(b)是该分段式圆筒型横向磁通直线电机的a相分段的a-a剖视图及相关尺寸标注；
图2(c)是该分段式圆筒型横向磁通直线电机的a相分段的b-b剖视图及相关尺寸标注；
图3(a)是该分段式圆筒型横向磁通直线电机的a相分段初级铁心；
图3(b)是该分段式圆筒型横向磁通直线电机的a相电枢绕组；
图4是该分段式圆筒型横向磁通直线电机的a相分段电机次级；
图5是该分段式圆筒型横向磁通直线电机的a、b和c三相分段电机次级的展开图；
图6(a)是该分段式圆筒型横向磁通直线电机在位置1情况下的磁通回路图；
图6(b)是该分段式圆筒型横向磁通直线电机在位置2情况下的磁通回路图；
图7是该分段式圆筒型横向磁通直线电机的等效磁路模型；
图8是该分段式圆筒型横向磁通直线电机的三维爆破示意图。
图中：1为a相分段初级铁心，2为b相分段初级铁心，3为c相分段初级铁心，4为a相分段次级铁心，5为b相分段次级铁心，6为c相分段次级铁心，7为a相电枢绕组，8为b相电枢绕组，9为c相电枢绕组，10为永磁极，11为隔磁材料，101为a相初级铁心轭，201为b相初级铁心轭，301为c相初级铁心轭，102为a相外部铁心齿，202为b相外部铁心齿，302为c相外部铁心齿，103为a相中间铁心齿，203为b相中间铁心齿，303为c相中间铁心齿，104为a相外部铁心齿端部的极靴，204为b相外部铁心齿端部的极靴，304为c相外部铁心齿端部的极靴，105为a相中间铁心齿端部的极靴，205为b相中间铁心齿端部的极靴，305为c相中间铁心齿端部的极靴，v为运动方向。
具体实施方式
一般电磁场问题的求解方法有解析法和数值解法。解析法包括等效磁路法和分层模型法；等效磁路法是一种传统的求解电机磁场的方法，通过画磁路图的方式来表达电机磁场，具有概念清晰、计算简单的特点；分层模型法用偏微分或积分方程来描述电磁场，然后用分离变量法等方法直接求解，它的应用一般限制于边界条件简单而媒质为线性的场合。数值解法适用面更加宽广，可以解决大量的电机电磁场实际问题，近代随着计算机技术的迅猛发展，数值解法特别是有限元法在电机分析中占的比重越来越大。但是有限元计算所需时间很长，特别是分析横向磁通永磁直线电机所必须釆用的三维有限元计算耗时巨大，因而解析法对于分析横向磁通永磁直线电机来说也是非常重要的。下面基于电机本身的关系方程、相关的电机设计经验和等效磁路法给出求解该分段式圆筒型横向磁通直线电机大致尺寸参数的技术方案。
分段式圆筒型横向磁通直线电机，其组成包括：各相分段初级铁心1、2、3、各相分段次级铁心4、5、6、各相电枢绕组7、8、9和永磁极10；各相电枢绕组7、8、9分别绕制在各相分段初级铁心1、2、3的铁心齿上构成电机初级，永磁极10平铺在各相分段次级铁心4、5、6上构成电机次级；电机初级和电机次级均采用按相分段结构，各相分段初级铁心1、2、3和各相分段次级铁心4、5、6均呈扇形柱状结构并沿电机圆周将其按相数m进行等分，即各相所占圆心角的弧度为2π/m，且各相分段之间填充有隔磁材料11。该技术方案具体实施如下：
1.主要尺寸参数计算
输出功率方程如下：
式中：pout、uo和io分别是电机的输出功率、输出相电压和相电流；
由线负荷a的定义，即沿电枢圆周单位长度上的安培导体数，可知
式中：n是电枢绕组的每相串联匝数；rin是电枢圆周的半径。
定义比例系数ku＝e/uo，e为空载端电压。式(1-1)中的输出功率可以定义为：
设该电机当初级铁心齿与次级永磁极正对时的平均气隙磁密为bg1，根据直线电机初级部分电枢绕组所围中间铁心齿数nt和所围初级铁心极靴面积st，可以得到总的磁链平均值为：
φ＝nt·bg1·st(1-4)
当各相分段初级铁心之间和各相分段次级铁心之间的隔磁材料的厚度忽略不计时，
式中：rin为初级铁心的内半径，lt为初级铁心齿沿运动方向v上的长度。
仅考虑绕组磁通的基波分量，推导出该电机的感应电势：
e＝4knmfnkwφ(1-6)
式中：knm为气隙磁场波形系数，当气隙磁场为正弦分布时等于1.11；f为电流频率；n为电枢绕组的每相串联匝数；kw为电枢的绕组系数，本电机的绕组系数为1；φ为每相磁通。
由(1-4)～(1-6)和f＝v/(2τ)可得：
式中：v为电机额定线速度，τ为电机次级永磁极距。
由电机运行时的磁路分布可知，中间铁心齿所引导的磁通为外部铁心齿所引导磁通量的两倍，为确保电机内部的磁密均匀分布，故设计时考虑中间铁心齿的截面积为外部铁心齿截面积的两倍。由于铁心齿沿运动方向的长度lt近似等于永磁极沿运动方向的长度lpm，在确保中间铁心齿与外部铁心齿具有同样磁密的情况下，设中间铁心齿所对应的弧度为α，则外部铁心齿所对应的弧度β＝0.5α。设初级铁心槽所对应的弧度γ＝β，则任一相分段初级铁心或分段次级铁心所对应的弧度，即初级铁心轭或次级铁心轭所对应的弧度为
由(1-3)和(1-7)，可知：
设lt＝αrin，则
设δpm＝0.2τ，lpm≈lt＝τ-δpm，有
此外，还有下述关系：2π＝3mα＝6mβ＝6mγ，永磁极所对应的弧度αpm＝3α。此外根据电机设计经验，可得到分段初级铁心轭厚度he≈0.6rinβ，分段初级极靴厚度hb≈0.3rinβ，气隙长度lg＝0.5mm，槽深hs可由所需电流i、槽满率和初级铁心槽所对应的弧度γ等参数计算得到，铁心齿高度ht＝hs+hb，初级铁心外半径rout＝rin+ht+he。由此得到电机初级的几个主要参数，此外还需确定电机次级的主要参数，如永磁极厚度hpm、次级铁心外半径rout、次级铁心内半径rin和次级铁心轭厚度hr，其中次级铁心轭厚度hr可适当选取。只要知道了hpm，就可根据电机几何上的约束关系得到其它未知参数，因此为了求hpm，还需要建立如图7所示的等效磁路模型进行分析。
2.等效磁路模型
如图6(a)和6(b)所示分别为该新型电机在不同位置情况下的磁通回路。为简化计算，忽略永磁极漏磁导，得到等效磁路模型如图7所示。其中，永磁体的磁动势为
fcn＝fcs＝hchpm(1-12)
式中：hc为永磁极的矫顽力；hpm为永磁极的厚度。
rpmi和rpmo为永磁体的磁阻；rr为次级铁心轭部磁阻；rs为初级铁心轭部磁阻；rgi和rgo为中间和外部铁心齿与永磁极之间的气隙磁阻；rbi和rbo分别为中间铁心齿和外部铁心齿端部极靴磁阻；rti和rto分别为中间和外部铁心齿部磁阻。
式中：μ0、μpm、μfe分别是真空、永磁体和铁心的磁导率；lg、lpm、lt和τ分别为气隙长度、永磁极在运动方向的长度、铁心齿在运动方向的长度和永磁极距；α和β分别为中间铁心齿和外部铁心齿所对应的弧度；hr、hpm、hb、hs和he分别为次级铁心轭厚度、永磁极厚度、铁心齿端部极靴的厚度、铁心齿高度或槽深和初级铁心轭厚度；rin为分段初级铁心的内半径。
由(1-13)～(1-22)给出的磁通回路各部分的磁导可得到磁通回路的总磁阻为
rm＝rr+rpmi+rpmo+rgi+rgo+rbi+rbo+rti+rto+rs(1-23)
总磁阻rm中包含两个分量：已知分量rm1和未知分量rm2，分别如式(1-24)和式(1-25)所示
rm1＝rgi+rgo+rbi+rbo+rti+rto+rs(1-24)
由图7所示的等效磁路模型可建立磁通回路方程
fcn+fcs＝φrm＝φ(rm1+rm2)(1-26)
将式(1-24)和(1-25)代入(1-26)即可求出永磁极的厚度hpm。
在求得永磁极的厚度hpm之后，可求得次级铁心的外半径rout＝rin-lg-hpm，次级铁心的内半径rin＝rout-hr。
3.电机加工制造方案
根据图1，该新型平板型横向磁通直线电机的实体模型主要由以下几个部分组成：三相分段初级铁心1、2、3、三相分段次级铁心4、5、6、三相电枢绕组7、8、9和三列永磁极10。以a相分段为例，给出a相分段初级铁心1的实体模型如图3(a)所示，a相电枢绕组7的实体模型如图3(b)所示，一列永磁极10及a相分段次级铁心4的实体模型如图4所示。其中，a相分段初级铁心1由a相初级铁心轭101和三列错位排列的铁心齿，包括两列a相外部铁心齿102和一列a相中间铁心齿103，以及铁心齿端部的极靴，包括a相外部铁心齿102端部的极靴104和a相中间铁心齿103端部的极靴105，一列n-s交替充磁的永磁极10平铺在a相分段次级铁心4的上表面。该平板型横向磁通直线电机结构简单，制造方便，下面给出该电机的两个加工制造方案：
方案一：
虽然该分段式圆筒型横向磁通直线电机的a相分段初级铁心1由a相初级铁心轭101和三列错位排列的铁心齿组成，但该电机的基本横截面只有两种，分别如图2(b)和2(c)。可通过硅钢片叠压的方式分别得到该电机沿运动方向v的两种不同横截面形状的电机分段，且沿运动方向v的叠压长度均近似为一个永磁极距τ，然后将这两种不同横截面形状的初级铁心分段交替连接叠压在一起构成a相分段初级铁心1；a相电枢绕组7结构较为简单，可通过手工嵌线的方式将其绕制在中间一列铁心齿上；a相分段次级铁心4亦可通过硅钢片叠压的方式得到，最后将一列n-s交替充磁的永磁极10平铺在a相分段次级铁心4的上表面。
方案二：
除了采用硅钢片叠压的方式，还可以采用软磁复合材料进行切削加工。首先通过切削加工的方式得到a相初级铁心轭101和三列铁心齿，再在a相初级铁心轭101上开槽得到三列错位排列的铁心槽，且同一列铁心槽的分布间隔为两个永磁极距2τ，外部铁心槽和中间铁心槽之间的错位距离为一个永磁极距τ；然后将三列铁心齿嵌进a相初级铁心轭101上的三列铁心槽中；将a相电枢绕组7通过手工嵌线的方式将其绕制在中间一列铁心齿上；a相分段次级铁心4亦可通过软磁复合材料切削加工得到，最后将一列n-s交替充磁的永磁极10平铺在a相分段次级铁心4的上表面。
4.横向磁通直线电机的定位力分析
定位力对横向磁通直线电机的性能影响较大，它的存在会使电机的推力发生波动，从而产生振动和噪声；并且当定位力的频率与定子或动子的机械共振频率一致时，振动和噪声还将被放大。定位力的存在同样影响了电机在控制系统中的低速性能和在位置控制系统中的高精度定位。因而有必要对横向磁通直线电机的定位力加以分析。
横向磁场电机定位力的产生机理与传统永磁电机定位力矩的产生机理是一样的，但由于其结构的特殊性，使得横向磁场电机的定位力周期与传统电机不同，下面着重对其加以分析。
传统永磁旋转电机的理想齿槽定位力矩的次数为电机极数2p和槽数z的最小公倍数。对于横向磁通直线电机，由于电机每个定子元件间相隔两倍极距，若忽略电机的边缘效应，可认为它是一个半径为无穷大、极数为2n、槽数为n的旋转电机，其中n趋于无穷大。根据传统电机定位力矩的理论进行分析可知，横向磁通直线电机的定位力次数为2n，也即定位力周期为τ，其中τ为电机的极距。
以上的分析仅适用于单相横向磁通直线电机。对于三相结构，可分为以下两种情况：
(1)横向磁通直线电机三相严格对称，在空间上互差120°电角度
对电机三相所产生的定位力进行傅立叶分解，可得：
其中，x为电机动子所在的位置。
此时横向磁通直线电机所产生的总的定位力为
故对于三相对称的横向磁通直线电机，其定位力周期为
(2)横向磁通直线电机三相不对称
设b相与a相在空间上所差的电角度为θab，c相与a相在空间上所差的电角度为θac，
对电机三相所产生的定位力进行傅立叶分解，可得：
此时
5.电磁力的提升方案
横向磁通直线电机之所以得到人们的普遍关注，其原因之一就是它可以提供比传统直线电机大得多的力密度。横向磁通直线电机的特殊结构使得可以通过增大电机极对数来提高电机的力密度。下面来分析横向磁通直线电机的电磁力提升原理。
图2(a)给出了该电机的前视图。在电机外部尺寸不变的情况下，将电机的极距τ减半，从而使电机极数增加一倍，相应地，定子叠片数也增加一倍。
通过研究可以发现：在保证电机的机械运行速度vm不变的前提下，若将动子永磁极对数增加一倍，在不考虑漏磁的情况下，每匝导体所链过的磁通的大小不变，但其变化率却增加了一倍，因而每相反电势增加一倍。这样，在电机电负荷不变的情况下，电机的电磁功率也将增加一倍。由于
但实际上，在增大动子极对数的同时，电机内漏磁也会相应地增加，从而使电机内的主磁通减小，绕组感应电动势也会相应地降低。因此极对数的增加有个极限，即直到它的增加不再使反电势增大为止。另外，极对数的增加将导致横向磁通直线电机功率因数的降低。因此在设计横向磁通直线电机时，极对数的选择需同时兼顾电磁力密度和功率因数这两项指标。在一定的条件下，为了获得一个较高的功率因数，必须以牺牲电机的电磁力密度为代价。综上所述，当电机极对数增加时，对于横向磁通直线电机，在一定的范围内，电磁力密度相应地增加。
6.横向磁通直线电机的数学模型
为了进行电机的性能分析和控制系统设计，需要建立该新型平板型横向磁通直线电机的数学模型。由于横向磁通电机是同步电机的一种，因而可以仿照同步电机进行横向磁通直线电机的建模。然而当需要计及磁场饱和与电枢反应等因素时，横向磁通直线电机的数学模型就变得较为复杂，此时需考虑绕组反电势与电流之间的相位关系以及电感的非线性等所带来的影响。一种比较好的方法就是根据电机磁链与电流之间的关系曲线来进行横向磁通直线电机的建模，通过引入“磁钢等效电流”的概念来表示磁钢所产生的磁链，从而可以方便地获得电机的数学模型。
在电机不饱和时，可近似认为电枢电流所产生的磁链与电流之间为线性关系，此时绕组电感为一常数。由于横向磁通直线电机各相之间可认为是互相解耦，因而可仅对其中一相进行分析，在不考虑边缘效应的情况下，可得到横向磁通直线电机的磁链方程与电压方程如式(1-30)所示。
式中：λmpm为永磁体所产生的磁链的峰值；la为绕组电感(不饱和时)；λ为电机内永磁体和电枢电流所产生的总的磁链；i为电枢绕组所流过的电流；θ为动子所在的等效电角度，
了进行稳态分析，首先应确定电枢电流的波形。由于电机绕组的磁链基本上按余弦规律变化，为了保证在一个周期内输入电机的功率为正，电枢电流应具有以下函数形式:
i＝-imsin(θ+θt)(1-31)
其中
将(1-30)的第一个式子和(1-31)代入(1-30)第二个式子，并将其转换为相量形式，可得电压方程为：
式中：
进一步简化，可得
此即为不考虑饱和时横向磁通直线电机稳态运行时的电压方程。可以看出，该方程与隐极同步电机的电压方程十分相似，这也从另一个方面说明横向磁通直线电机是同步电机的一种，因而可以仿照同步电机的分析方法对横向磁通直线电机进行研究，这对于横向磁通直线电机的性能分析和控制策略研究具有重要的意义。对于其它结构的横向磁通直线电机，如聚磁式结构，当直轴电抗和交轴电抗不相等时，可以采用类似于混合式永磁同步电机的电压方程进行横向磁通直线电机的稳态分析，这里不再赘述。
当需要计及饱和的影响时，永磁体所产生的磁链的幅值不再是一个常数，而是电枢电流i和转矩角θt的函数；同时，电枢电感la也将随电机饱和程度的变化而变化，是电枢电流i和转矩角θt的函数。这些都使得横向磁通直线电机的建模变得复杂，此时(1-33)所表示的电压方程不再适用，须考虑采用其它方法来建立横向磁通直线电机的数学模型。
事实上，由于永磁磁钢的相对磁导率接近于1，可以将横向磁通直线电机看作是隐极电机，因而在动子处于不同位置时电机磁链与电枢电流的关系曲线其形状基本相同，它们可通过沿横轴互相平移得到。
当θ＝90°时，磁钢在电枢绕组所产生的磁链为0，此时电机内总磁链与电流的关系曲线可以用多项式来表示：
通过将该曲线进行平移，可得到动子处于不同位置时电机磁链与电流的关系为：
式中，is是与永磁磁钢有关的电流，将其定义为“磁钢等效电流”。
当电枢电流为0时，电机内的磁链均由磁钢产生，此时is满足
可见，is是动子位置角θ的函数，也即是动子位置x的函数，其大小可通过式(1-36)确定。
这样，便可得到如下方程：
此即为考虑电机饱和与电枢反应时横向磁通直线电机的数学模型。利用该模型，可以方便地对电机的运行性能进行分析。