本技术涉及驱动开关元件的栅极的栅极驱动装置。
背景技术：
逆变器等电源装置中，包括有开关元件(mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor:金属氧化物半导体场效应晶体管)、igbt(insulatedgatebipolartransistor：绝缘栅双极型晶体管)等)串联连接而成的桥接电路。
桥接电路具有高电位侧的开关元件与低电位侧的开关元件串联连接、并在中点电位连接负载的结构，通过开关元件的栅极驱动来使开关元件开启或关断从而驱动负载。
作为开关元件的栅极驱动相关的现有技术，提出了检测开关元件的栅极电压值、并基于检测出的栅极电压值来使栅极驱动电阻或驱动电流变化的技术(专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2008-92663号公报
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题
当进行开关元件的栅极驱动时，现有技术中进行以下控制，即：经由电阻从直流电源施加高电位或低电位的电压，从而由流经电阻的电流来驱动开关元件的栅极。
然而，由于在这样的栅极驱动中进行的是经由电阻对开关元件的寄生电容进行充放电的控制，所以不能针对开关元件的栅极电压的上升及下降的电压瞬时值来设定任意的电压斜率。
因此，例如用于对开关元件关断时产生的浪涌电压及开启时发生的浪涌电流的上升进行抑制或者对开关损耗进行降低的调整比较困难，从而引起了装置品质的下降。
本发明是鉴于这样的问题而做出的，其目的在于，提供一种栅极驱动装置，该栅极驱动装置进行可将开关元件的栅极电压的上升波形及下降波形的电压斜率切换为多个阶段的栅极驱动，从而提高了装置品质。
解决技术问题所采用的技术方案
为了解决上述技术问题，提供栅极驱动装置。栅极驱动装置包括开启用电流源、开启用开关、关断用电流源以及关断用开关。
当开启开关元件时，多个开启用电流源将开关元件的栅极电压的上升波形的电压斜率切换为多个阶段。多个开启用开关对开启用电流源进行驱动控制。当关断开关元件时，多个关断用电流源将栅极电压的下降波形的电压斜率切换为多个阶段。多个关断用开关对关断用电流源进行驱动控制。
发明效果
通过进行可将开关元件的栅极电压的上升波形及下降波形的电压斜率切换为多个阶段的栅极驱动，从而提高装置品质变得可能。
附图说明
图1是将包含本发明的栅极驱动装置的功率转换电路的结构例示出的图。
图2是将包含现有技术的栅极驱动电路的功率转换电路的结构例示出的图。
图3是将现有技术的动作波形示出的图。
图4是将本发明的功率转换电路的结构例示出的图。
图5是用于说明本发明的栅极电压的电压斜率设定的图。
图6是用于说明镜像区域的图。
图7是将电流源的电流值的大小关系的三种模式例示出的图。
图8是将栅极电流切换的模式#1示出的图。
图9是将图8的动作波形示出的图。
图10是将电流的大小关系与图8不同的栅极电流切换的模式示出的图。
图11是将图10的动作波形示出的图。
图12是将电流的大小关系与图8、图10不同的栅极电流切换的模式示出的图。
图13是将图12的动作波形示出的图。
图14是将过电压抑制时的动作波形示出的图。
图15是将栅极驱动电路的具体结构的前级的一示例示出的图。
图16是将栅极驱动电路的具体结构的后级开启侧的一示例示出的图。
图17是将栅极驱动电路的具体结构的后级关断侧的一示例示出的图。
图18是将开启侧定时设定电路的动作波形示出的图。
图19是将现有技术利用电阻来开启栅极驱动时的仿真动作波形示出的图。
图20是将现有技术利用电阻来开启栅极驱动时的仿真动作波形示出的图。
图21是将现有技术利用电阻来关断栅极驱动时的仿真动作波形示出的图。
图22是将现有技术利用电阻来关断栅极驱动时的仿真动作波形示出的图。
图23是将根据栅极电流切换的模式#1进行开启时的仿真动作波形示出的图。
图24是将根据栅极电流切换的模式#1进行开启时的仿真动作波形示出的图。
图25是将根据栅极电流切换的模式#1进行关断时的仿真动作波形示出的图。
图26是将根据栅极电流切换的模式#1进行关断时的仿真动作波形示出的图。
具体实施方式
以下，参照附图，对实施方式进行说明。
图1是将包含本发明的栅极驱动装置的功率转换电路的结构例示出的图。功率转换电路1包含开关元件1a和栅极驱动装置20。栅极驱动装置20包括开启用电流源i1-1～i1-n、开启用开关sw1-1～sw1-n、关断用电流源i2-1～i2-n、以及关断用开关sw2-1～sw2-n。
再者，正极直流电源vfb1(+)～vfbn(+)连接在开启用开关sw1-1～sw1-n的一端，负极直流电源vrb1(-)～vrbn(-)连接在关断用开关sw2-1～sw2-n的一端。
当开启开关元件1a时，开启用电流源i1-1～i1-n使开启用栅极电流逐个流向开关元件1a的栅极，将开关元件1a的栅极电压(栅极源极间电压)上升波形的电压斜率切换为多个阶段。开启用开关sw1-1～sw1-n对开启用电流源i1-1～i1-n逐个进行驱动控制。
当关断开关元件1a时，关断用电流源i2-1～i2-n从栅极逐个抽取关断用栅极电流，将开关元件1a的栅极电压的下降波形的电压斜率切换为多个阶段。关断用开关sw2-1～sw2-n对关断用电流源i2-1～i2-n逐个进行驱动控制。
此处，将开关元件1a的栅极电压的上升波形分割为n(≧3)个的上升期间，切换为n阶段的电压斜率。在此情况下，设置在分割后的各上升期间使互不相同的开启用栅极电流流向开关元件的栅极的n个开启用电流源、以及n个开启用开关。
例如，当使n＝3以将上升波形切换为3阶段时，设置3个开启用电流源i1-1～i1-3以及3个开启用开关sw1-1～sw1-3。
而且，在三个期间的各个期间开启用开关sw1-1～sw1-3闭合，在各个期间从开启用电流源i1-1～i1-3使互不相同的开启用栅极电流流向开关元件1a的栅极。由此，如图1所示，开关元件1a的栅极电压vgs通过三阶段的电压斜率的切换而上升。
另外，同样地，将开关元件1a的栅极电压的下降波形分割为n个的下降期间，切换为n阶段的电压斜率。在此情况下，设置在分割后的各下降期间从栅极抽取互不相同的关断用栅极电流的n个关断用电流源、以及n个关断用开关。
例如，当使n＝3以将下降波形切换为3阶段时，设置3个关断用电流源i2-1～i2-3和3个关断用开关sw2-1～sw2-3。
而且，在三个期间的各个期间关断用开关sw2-1～sw2-3闭合，在各个期间由关断用电流源i2-1～i2-3从开关元件1a的栅极抽取互不相同的关断用栅极电流。由此，如图1所示，开关元件1a的栅极电压vgs通过三阶段的电压斜率的切换而下降。
这样，本发明的栅极驱动装置20中采用了可将开关元件1a的栅极电压的上升波形及下降波形的电压斜率切换为多个阶段的结构。
由此，例如用于对开关元件1a关断时产生的浪涌电压及开启时发生的浪涌电流的上升进行抑制或者对开关损耗进行降低的调整变得较容易，从而能够实现装置品质的提高。
再者，上述说明中采用了包括n个开启用电流源的结构，该n个开启用电流源使互不相同的开启用栅极电流向开关元件的栅极，但也可以包括n个施加相同的开启用栅极电流的开启用电流源。在此情况下，通过使n个中的若干个开启用电流源同时驱动，能够使栅极电流的值变化以设定上升电压斜率。
关于关断也同样，可以包括n个施加相同的关断用栅极电流的关断用电流源，通过使n个中的若干个关断用电流源同时驱动，能够使栅极电流的值变化以设定下降电压斜率。
接着在说明本发明的技术的详细内容之前，参照图2、图3对现有栅极驱动电路的结构及要解决的技术问题进行说明。
图2是将包含现有技术的栅极驱动电路的功率转换电路的结构例示出的图。图2所示的功率转换电路100包括有桥接电路110和栅极驱动电路120-1、120-2。
桥接电路110包含开关元件m1、m2、二极管d1、d2以及电感器l。开关元件m1、m2中使用了nmos(n－channelmetaloxidesemiconductor：n沟道金属氧化物半导体)晶体管。另外，电感器l是模拟了电动机等感性负载的器件。
此外，使用二极管d1、d2来作为用于使通过接通/切断感性负载的电流而驱动负载时所产生的负载电流回流的fwd(freewheeldiode：续流二极管)，二极管d1、d2与开关元件m1、m2反向并联连接。
另一方面，栅极驱动电路120-2包含电阻ron、roff、开关sw11、sw12以及直流电源vfb、vrb。再者，栅极驱动电路120-1也是与栅极驱动电路120-2相同的结构(省略栅极驱动电路120-1的内部结构的图示)。
若对各元件的连接关系进行记述，则开关元件m1的漏极连接到二极管d1的阴极、电感器l的一端以及p端子。p端子相当于正极电源端子。
开关元件m1的源极连接到二极管d1的阳极、电感器l的另一端、开关元件m2的漏极以及二极管d2的阴极。
开关元件m2的源极连接到二极管d2的阳极和n端子。n端子相当于负极电源端子(或者gnd(接地)端子)。栅极驱动电路120-1连接到开关元件m1的栅极，栅极驱动电路120-2连接到开关元件m2的栅极。
在栅极驱动电路120-2中，直流电源vfb连接到开关sw11的一端，开关sw11的另一端连接到电阻ron的一端，电阻ron的另一端连接到开关元件m2的栅极。直流电源vfb例如为+15v的电源。
直流电源vrb连接到开关sw12的一端，开关sw12的另一端连接到电阻roff的一端，电阻roff的另一端连接到开关元件m2的栅极。直流电源vrb例如为－5v的电源。
再者，开关元件m1、m2具有寄生电容，图2中对于开关元件m2将存在于开关元件m2的栅极与源极间的寄生电容图示为寄生电容cp。
接着，对开关元件m2的栅极驱动的动作进行说明。当使开关元件m2开启时，开关sw11闭合(开关sw12断开)，并用直流电源vfb的+15v将开关元件m2的栅极上拉至高电位电平(以下，h电平)，从而使开关元件m2开启。
另外，当使开关元件m2关断时，开关sw12闭合(开关sw11断开)，并用－5v将开关元件m2的栅极下拉至低电位电平(以下，l电平)，从而使开关元件m2断开。
图3是将现有技术的动作波形示出的图。作为开关元件m2的动作波形，示出了栅极电压vgs、栅极电流ig、漏极电压(漏极源极间电压)vds以及漏极电流id的波形。
栅极电压vgs上升后，若栅极电压vgs超过阈值电压vth，则漏极电流id开始流动。另外，若漏极电流id流动从而开关元件m2导通，则漏极电压vds下降。
另一方面，在栅极驱动电路120-2与开关元件m2的栅极之间流动的栅极电流ig是开关元件m2的寄生电容的充放电电流，是由电阻ron、roff和寄生电容cp所形成的积分电路生成而流动的电流。
接着对要解决的技术问题进行说明。开关元件的栅极驱动控制中，一般而言对关断时生成的漏极电压vds上的浪涌电压及开启时生成的漏极电流id上的浪涌电流的上升进行的抑制、与对开关损耗进行降低这两者形成权衡关系。
例如，在图2的结构中，若减小连接到开关元件m2的电阻ron、roff的电阻值，则开关速度变快从而能够降低开关损耗，但漏极电压vds上的浪涌电压以及漏极电流id上的浪涌电流会变大。
反之，若增大电阻ron、roff的电阻值，则由于开关速度变慢所以浪涌电压及浪涌电流变小，但开关损耗会变大。
为了改善这样的权衡关系，期望适当地调整开关元件开启及关断的速度。然而，图2所示的栅极驱动电路120-2中，采用了经由电阻ron、roff对开关元件m2的寄生电容cp进行充放电从而进行开关的结构。
因此，只能用rc时间常数的充放电的一定的电压斜率来决定栅极电压vgs的上升及下降的电压斜率，不能针对栅极电压的上升及下降的电压瞬时值来设定任意的电压斜率。
从而，现有技术难以改善对栅极电压vgs上升或下降途中产生的漏极电压vds上的浪涌电压及漏极电流id上的浪涌电流进行的抑制、与对开关损耗进行降低这两者间的权衡关系。
本发明鉴于这样的问题，提供一种栅极驱动装置，该栅极驱动装置进行针对栅极电压的瞬时值设定了任意的电压斜率的栅极驱动，从而提高了装置品质。
接着以下对应用了图1所示的本发明的栅极驱动装置的功率转换电路进行详细说明。图4是将本发明的功率转换电路的结构例示出的图。功率转换电路-1包括有桥接电路110、栅极驱动电路20-1、20-2以及监视电路21。
桥接电路110与图2所示的结构相同，包含开关元件m1、m2、二极管d1、d2以及电感器l。再者，开关元件m1、m2及二极管d1、d2的全部或其一部分例如是宽禁带半导体所构成的元件。在此情况下，可用碳化硅、氮化镓基材料、氧化镓基材料、金刚石的任意一种或其多种的组合来构成宽禁带半导体。
另一方面，栅极驱动电路20-2包含电流源i1～i3(第一～第三开启用电流源)、开关sw1～sw3(第1～第3开启用开关)以及直流电源vfb1～vfb3(例如，+15v)来作为开启侧的元件。
另外，包含电流源i4～i6(第一～第三关断用电流源)、开关sw4～sw6(第1～第3关断用开关)以及直流电源vrb1～vrb3(例如，－5v)来作为关断侧的元件。
电流源i1施加电流igon1，电流源i2施加电流igon2，电流源i3施加电流igon3。电流igon1、电流igon2以及电流igon3是开启用栅极电流，是互不相同的电流值。
另外，电流源i4施加电流igoff1，电流源i5施加电流igoff2，电流源i6施加电流igoff3。电流igoff1、电流igoff2以及电流igoff3是作为抽取电流的关断用栅极电流，是互不相同的电流值。
再者，作为开启侧的元件，采用了包括三个电流源i1～i3和三个开关sw1～sw3的结构，但也可以用四个以上的电流源和四个以上的开关来构成。
同样，作为关断侧的元件，采用了包括三个电流源i4～i6和三个开关sw4～sw6的结构，但也可以用四个以上的电流源和四个以上的开关来构成。另外，栅极驱动电路20-1也是与栅极驱动电路20-2相同的结构(省略栅极驱动电路20-1的内部结构的图示)。
监视电路21在开关元件m1、m2关断时对漏极电压vds超过阈值一定时间而发生的过电压进行检测。若检测出过电压，则监视电路21使开关sw1～sw3的至少一个闭合，以将电流igon1～igon3的至少一个提供给栅极(将在后文中通过图14进行描述)。
对栅极驱动电路20-2的各元件的连接关系进行记述。直流电源vfb1连接到开关sw1的一端，开关sw1的另一端连接到电流源i1的一端，电流源i1的另一端连接到开关元件m2的栅极。
另外，直流电源vfb2连接到开关sw2的一端，开关sw2的另一端连接到电流源i2的一端，电流源i2的另一端连接到开关元件m2的栅极。此外，直流电源vfb3连接到开关sw3的一端，开关sw3的另一端连接到电流源i3的一端，电流源i3的另一端连接到开关元件m2的栅极。
直流电源vrb1连接到开关sw4的一端，开关sw4的另一端连接到电流源i4的一端，电流源i4的另一端连接到开关元件m2的栅极。
另外，直流电源vrb2连接到开关sw5的一端，开关sw5的另一端连接到电流源i5的一端，电流源i5的另一端连接到开关元件m2的栅极。此外，直流电源vrb3连接到开关sw6的一端，开关sw6的另一端连接到电流源i6的一端，电流源i6的另一端连接到开关元件m2的栅极。
接着，对设定栅极电压上升及下降波形的电压斜率的栅极电压斜率设定的控制进行说明。再者，由于对开关元件m1、m2的控制是相同的，所以在后文中主要说明对开关元件m2的控制。
功率转换电路1-1中，将开关元件m2开启时的上升期间分为三个期间t1、t2、t3，将开关元件m2关断时的下降期间分为三个期间t4、t5、t6。
而且，在期间t1～t6中，功率转换电路1-1通过使开关sw1～sw6内的任一个开关闭合来施加规定的栅极电流，从而设定栅极电压vgs的电压斜率。
图5是用于说明本发明的栅极电压的电压斜率设定的图。波形k1示出了不能针对上升及下降的电压瞬时值来设定任意的电压斜率的栅极电压vgs(根据rc时间常数来固定地决定电压斜率的现有结构的情况)。
另一方面，波形k2示出了能够针对上升及下降的电压瞬时值来设定任意的电压斜率的栅极电压vgs(本发明的图4的结构的情况)。
在开启时的期间t1～t3中，期间t1是自栅极电压vgs的底部电平的上升开始点至达到上升途中的镜像区域为止的期间。
期间t2是包含栅极电压vgs的上升途中的镜像区域的期间。期间t3是栅极电压vgs从上升途中的镜像区域出来至达到峰值电平为止的期间。再者，期间t2的开始点和结束点不必与开关元件的镜像区域的开始点和结束点严格一致。即，期间t2能够将开关元件的镜像区域的开始点附近的定时作为开始点。另外，期间t2能够将开关元件的镜像区域的结束点附近的定时作为结束点。
在关断时的期间t4～t6中，期间t4是自栅极电压vgs的峰值电平的下降开始点至达到下降途中的镜像区域为止的期间。
期间t5是包含栅极电压vgs的下降途中的镜像区域的期间。期间t6是栅极电压vgs从下降途中的镜像区域出来至达到底部电平为止的期间。再者，期间t5的开始点和结束点不必与开关元件的镜像区域的开始点和结束点严格一致。即，期间t5能够将开关元件的镜像区域的开始点附近的定时作为开始点。另外，期间t5能够将开关元件的镜像区域的结束点附近的定时作为结束点。
图6是用于说明镜像区域的图。图6示出了栅极电压vgs的上升时的镜像区域，纵轴是栅极电压vgs，横轴是栅极电荷量qg。在开关元件m2开启时，若栅极电荷量qg增多从而栅极电压vgs不断增加，则是栅极电压vgs的倾斜变缓的区域，此区域被称作镜像区域。
可认为镜像区域在开启时是相当于漏极电流id的流动开始的区域、在关断时是相当于漏极电流id的流动结束的区域。另外，镜像区域是漏极电压vds中产生的浪涌电压的峰值较易发生的区域，是漏极电流id中产生的浪涌电流的峰值较易发生的领域。
返回图5，对各期间的时间带的大小进行说明。对于期间t1、t6，缩短自栅极电压vgs的底部电平至达到镜像区域为止的期间t1的时间带和从镜像区域出来至达到底部电平为止的期间t6的时间带。由此，能够缩短开关元件m1、m2的同时截止期间(死区时间)。
使上桥臂的开关元件m1和下桥臂的开关元件m2双方都截止的期间越短，越能够提高开关效率。因此，当缩短开关元件m1、m2的同时截止期间时，期间t1、t6中波形k2的栅极电压vgs的电压斜率的绝对值被设定得例如比期间t1、t6中波形k1的栅极电压vgs的电压斜率的绝对值要大。
再者，在此情况下，除缩短开关元件m1、m2的同时截止期间的效果之外，也能降低开关损耗。
另外，期间t2、t5是相当于栅极电压vgs的镜像区域的时间带。如上所述由于是浪涌电压和浪涌电流的峰值较易发生的时间带，因此优选在期间t2、t5期望栅极电压vgs的电压斜率较小。
因此，当对浪涌电压和浪涌电流的峰值进行抑制时，期间t2、t5中波形k2的栅极电压vgs的电压斜率的绝对值被设定得例如比期间t2、t5中波形k1的栅极电压vgs的电压斜率的绝对值要小。
并且，缩短栅极电压vgs从镜像区域出来至达到峰值电平为止的期间t3的时间带和自栅极电压vgs的峰值电平至达到镜像区域为止的期间t4的时间带。由此，能够使开关损耗降低。
因此，当使开关损耗降低时，期间t3、t4中波形k2的栅极电压vgs的电压斜率的绝对值被设定得例如比期间t3、t4中波形k1的栅极电压vgs的电压斜率的绝对值要大。
接着，说明进行栅极电压斜率设定时的开关sw1～sw6的开关模式。作为开关模式，在此对模式#1～#3三个模式进行说明。另外，在图7中示出电流源i1～i6的电流值的大小关系。表tl1示出了模式#1～#3各自的电流源i1～i6的电流值的大小关系。
图8是将栅极电流切换的模式#1示出的图。在模式#1下进行开启时，在期间t1仅将开关sw1闭合，在期间t2仅将开关sw2闭合，在期间t3仅将开关sw3闭合。
并且，在开启侧的电流源i1～i3所施加的电流中，如表tl1所示，将电流igon2设定得小于电流igon1、igon3，将电流igon1设定得小于电流igon3(即，igon2＜igon1＜igon3)。
因此，对于开关元件m2的栅极，如图8所示，按电流igon1(中)→电流igon2(小)→电流igon3(大)的顺序切换并施加栅极电流ig。
另一方面，在模式#1下进行关断时，在期间t4仅将开关sw4闭合，在期间t5仅将开关sw5闭合，在期间t6仅将开关sw6闭合。
并且，在关断侧的电流源i4～i6所施加的电流中，如表tl1所示，将电流igoff2设定得小于电流igoff1、igoff3，将电流igoff1设定得大于电流igoff3(即，igoff2＜igoff3＜igoff1)。
因此，对于开关元件m2的栅极，如图8所示，按电流igoff1(大)→电流igoff2(小)→电流igoff3(中)的顺序切换并施加栅极电流ig。
图9是将图8的动作波形示出的图。示出了在模式#1下使栅极电流ig变化时的开关元件m2的动作波形。
〔期间t1〕通过开关sw1闭合，从而使电流igon1流向栅极。栅极电压vgs以适合电流igon1的电压斜率上升。
〔期间t2〕通过开关sw2闭合，从而使电流igon2流向栅极。由于电流igon2小于电流igon1，所以期间t2的电压斜率比期间t1的电压斜率平缓。
〔期间t3〕通过开关sw3闭合，从而使电流igon3流向栅极。电流igon3大于电流igon1、igon2。因此，期间t3的电压斜率比期间t1、t2的电压斜率陡峭。
〔期间t4〕通过开关sw4闭合，从而使电流igoff1流向栅极。栅极电压vgs以适合电流igoff1的电压斜率下降。
〔期间t5〕通过开关sw5闭合，从而使电流igoff2流向栅极。由于电流igoff2小于电流igoff1，所以期间t5的电压斜率比期间t4的电压斜率平缓。
〔期间t6〕通过开关sw6闭合，从而使电流igoff3流向栅极。电流igoff3小于电流igoff1，大于电流igoff2。因此，期间t6的电压斜率比期间t4的电压斜率平缓，比期间t5的电压斜率陡峭。
通过根据这样的模式#1进行栅极驱动，将相当于镜像区域的期间t2、t5的栅极电压vgs的电压斜率设定得较平缓，因此能够抑制浪涌电压及浪涌电流的峰值。
另外，将期间t3、t4的栅极电压vgs的电压斜率设定得较陡峭。从而，由于从镜像区域出来至达到峰值电平为止的期间t3和自峰值电平至达到镜像区域为止的期间t4的时间带被设定得较短，所以能够将开关损耗降低。
图10是将电流的大小关系与图8不同的栅极电流切换的模式示出的图。在模式#2下进行开启时，在期间t1仅将开关sw1闭合，在期间t2仅将开关sw2闭合，在期间t3仅将开关sw3闭合。
再者，在开启侧的电流源i1～i3所施加的电流中，如表tl1所示，将电流igon2设定得小于电流igon1、igon3，将电流igon1设定得大于电流igon3(即，igon2＜igon3＜igon1)。
因此，对于开关元件m2的栅极，如图10所示，按电流igon1(大)→电流igon2(小)→电流igon3(中)的顺序切换并施加栅极电流ig。
另一方面，在模式#2下进行关断时，在期间t4仅将开关sw4闭合，在期间t5仅将开关sw5闭合，在期间t6仅将开关sw6闭合。
并且，在关断侧的电流源i4～i6所施加的电流中，如表tl1所示，将电流igoff2设定得小于电流igoff1、igoff3，将电流igoff1设定得小于电流igoff3(即，igoff2＜igoff1＜igoff3)。
因此，对于开关元件m2的栅极，如图10所示，按电流igoff1(中)→电流igoff2(小)→电流igoff3(大)的顺序切换并施加栅极电流ig。
图11是将图10的动作波形示出的图。示出了在模式#2下使栅极电流ig变化时的开关元件m2的动作波形。
〔期间t1〕通过开关sw1闭合，从而使电流igon1流向栅极。栅极电压vgs以适合电流igon1的电压斜率上升。
〔期间t2〕通过开关sw2闭合，从而使电流igon2流向栅极。由于电流igon2小于电流igon1，所以期间t2的电压斜率比期间t1的电压斜率平缓。
〔期间t3〕通过开关sw3闭合，从而使电流igon3流向栅极。电流igon3小于电流igon1，大于电流igon2。因此，期间t3的电压斜率比期间t1的电压斜率平缓，比期间t2的电压斜率陡峭。
〔期间t4〕通过开关sw4闭合，从而使电流igoff1流向栅极。栅极电压vgs以适合电流igoff1的电压斜率下降。
〔期间t5〕通过开关sw5闭合，从而使电流igoff2流向栅极。由于电流igoff2小于电流igoff1，所以期间t5的电压斜率比期间t4的电压斜率平缓。
〔期间t6〕通过开关sw3闭合，从而使电流igoff3流向栅极。电流igoff3大于电流igoff1、igoff2。因此，期间t6的电压斜率比期间t4、t5的电压斜率陡峭。
通过根据这样的模式#2进行栅极驱动，将相当于镜像区域的期间t2、t5的栅极电压vgs的电压斜率设定得较平缓，因此能够抑制浪涌电压及浪涌电流的峰值。
另外，将期间t1、t6的栅极电压vgs的电压斜率设定得较陡峭。从而，自上升开始点至达到镜像区域为止的期间t1和从镜像区域出来至达到底部电平为止的期间t6的时间带被设定得较短。
因此，能够缩短开关元件m1、m2的同时截止期间，从而提高开关效率。再者，也能够将开关损耗降低。
图12是将电流的大小关系与图8、图10不同的栅极电流切换的模式示出的图。在模式#3下进行开启时，在期间t1仅将开关sw1闭合，在期间t2仅将开关sw2闭合，在期间t3仅将开关sw3闭合。
再者，在开启侧的电流源i1～i3所施加的电流中，如表tl1所示，将电流igon1设定得大于电流igon2，将电流igon2设定得大于电流igon3。
因此，对于开关元件m2的栅极，如图12所示，按电流igon1(大)→电流igon2(中)→电流igon3(小)的顺序切换并施加栅极电流ig。
另一方面，在模式#3下进行关断时，在期间t4仅将开关sw4闭合，在期间t5仅将开关sw5闭合，在期间t6仅将开关sw6闭合。
并且，在关断侧的电流源i4～i6所施加的电流中，如表tl1所示，将电流igoff1设定得大于电流igoff2，将电流igoff2设定得大于电流igoff3。
因此，对于开关元件m2的栅极，如图12所示，按电流igoff1(大)→电流igoff2(中)→电流igoff3(小)的顺序切换并施加栅极电流ig。
图13是将图12的动作波形示出的图。示出了在模式#3下使栅极电流ig变化时的开关元件m2的动作波形。
〔期间t1〕通过开关sw1闭合，从而使电流igon1流向栅极。栅极电压vgs以适合电流igon1的电压斜率上升。
〔期间t2〕通过开关sw2闭合，从而使电流igon2流向栅极。由于电流igon2小于电流igon1，所以期间t2的电压斜率比期间t1的电压斜率平缓。
〔期间t3〕通过开关sw3闭合，从而使电流igon3流向栅极。由于电流igon3小于电流igon1、igon2，所以期间t3的电压斜率比期间t1、t2的电压斜率平缓。
〔期间t4〕通过开关sw4闭合，从而使电流igoff1流向栅极。栅极电压vgs以适合电流igoff1的电压斜率下降。
〔期间t5〕通过开关sw5闭合，从而使电流igoff2流向栅极。由于电流igoff2小于电流igoff1，所以期间t5的电压斜率比期间t4的电压斜率平缓。
〔期间t6〕通过开关sw3闭合，从而使电流igoff3流向栅极。由于电流igoff3小于电流igoff1、igoff2，所以期间t6的电压斜率比期间t4、t5的电压斜率平缓。
通过根据这样的模式#3进行栅极驱动，将相当于镜像区域的期间t2、t5的栅极电压vgs的电压斜率设定得较平缓，因此能够抑制浪涌电压及浪涌电流的峰值。
另外，由于还将期间t3、t6的栅极电压vgs的电压斜率设定得较平缓，所以能够抑制漏极电压vds中产生的浪涌电压的振动以及漏极电流id中产生的浪涌电流的振动。
接着，对通过开关切换进行的过电压的抑制控制进行说明。开关元件开启时，存在在一定时间期间漏极电压vds超过推荐电压电平，从而变为过电压的状态的情况。再者，浪涌电压是瞬间突出的峰值电压，而过电压与此不同，是指一定时间期间超过规定电平的电压。由于过电压的发生也与浪涌电压相同，会成为元件破损和误动作等的要因，因此，本发明通过开关切换来抑制过电压。
图14是将过电压抑制时的动作波形示出的图。示出了在进行上述模式#2的开关切换的情况下进行关断时漏极电压vds中发生过电压，并在期间t7进行过电压的抑制的状态。
〔s1〕图4所示的监视电路21在开关元件m2关断时对漏极电压vds超过阈值一定时间从而发生了过电压的情况进行检测。
〔s2〕若检测出过电压，则闭合开关sw1，从电流源i1使电流igon1流向开关元件m2的栅极，将开启用栅极电流再次输入至栅极。
另外，也可以使开关sw2、sw3的任意一个闭合，从电流源i2或电流源i3施加栅极电流，还可以使多个开关闭合从而从多个电流源施加栅极电流。
〔s3〕通过使电流igon1流向开关元件m2的栅极，从而开关元件m2的栅极电压vgs再上升。
〔s4〕由于栅极电压vgs再上升，从而漏极电流id再次流动，因此由于漏极电压vds下降所以过电压得到抑制。
这样，在开关元件关断时检测出漏极电压vds中发生过电压的情况下，将设置于开启侧的开关sw1～sw3的任一个闭合，使栅极电压vgs再上升。由此，能够抑制过电压。
接着，对栅极驱动电路的具体电路结构进行说明。图15～图17是将栅极驱动电路的具体电路结构的一示例示出的图。栅极驱动电流10包括开启侧定时设定电路11a、关断侧定时设定电路11b、开启侧切换开关12a-1～12a-3、关断侧切换开关12b-1～12b-3、开启侧电流源13a-1～13a-3、关断侧电流源13b-1～13b-3以及稳压器(regulator)14a、14b。
再者，稳压器14a、14b是三端子稳压器。在稳压器14a中，向公共端子施加0v，向输入端子施加正极电源vp，从输出端子输出电源电压(vp-vreg1)。
并且，在稳压器14b中，向公共端子施加0v，向输入端子施加负极电源vn，从输出端子输出电源电压(vn+vreg2)。
在开启侧的电路中，开启侧定时设定电路11a包含电阻r1a～r5a、电容器c1a～c4a、二极管d1a、d2a以及比较器cmp1a～cmp4a。
开启侧切换开关12a-1包含电阻r11a～r16a和晶体管tr11a、tr12a。晶体管tr11a使用了pnp晶体管，晶体管tr12a使用了npn晶体管。
开启侧切换开关12a-2包含电阻r21a～r26a和晶体管tr21a、tr22a。晶体管tr21a使用了pnp晶体管，晶体管tr22a使用了npn晶体管。
开启侧切换开关12a-3包含电阻r31a～r36a和晶体管tr31a、tr32a。晶体管tr31a使用了pnp晶体管，晶体管tr32a使用了npn晶体管。
开启侧电流源13a-1包含电阻r17a和晶体管tr13a。开启侧电流源13a-2包含电阻r27a和晶体管tr23a。开启侧电流源13a-3包含电阻r37a和晶体管tr33a。晶体管tr13a、tr23a、tr33a使用了pnp晶体管。
在关断侧的电路中，关断侧定时设定电路11b包含电阻r1b～r5b、电容器c1b～c4b、二极管d1b、d2b以及比较器cmp1b～cmp4b。
关断侧切换开关12b-1包含电阻r11b～r16b和晶体管tr11b、tr12b。晶体管tr11b使用了pnp晶体管，晶体管tr12b使用了npn晶体管。
关断侧切换开关12b-2包含电阻r21b～r26b和晶体管tr21b、tr22b。晶体管tr21b使用了pnp晶体管，晶体管tr22b使用了npn晶体管。
关断侧切换开关12b-3包含电阻r31b～r36b和晶体管tr31b、tr32b。晶体管tr31b使用了pnp晶体管，晶体管tr32b使用了npn晶体管。
关断侧电流源13b-1包含电阻r17b和晶体管tr13b。关断侧电流源13b-2包含电阻r27b和晶体管tr23b。关断侧电流源13b-3包含电阻r37b和晶体管tr33b。晶体管tr13b、tr23b、tr33b使用了npn晶体管。
参照各附图，对各元件的连接关系进行说明。在图15的开启侧的电路的连接关系中，正极电源vp连接到稳压器14a的输入端、电容器c1a的一端、电阻r1a的一端以及比较器cmp1a～cmp4a的正极电源端子。
脉冲信号p1输入到比较器cmp1a的正侧输入端子，比较器cmp1a的负侧输入端子连接到比较器cmp2a～4a的负侧输入端子、电阻r1a的另一端以及电阻r2a的一端。
比较器cmp1a的输出端子连接到电容器c2a的一端、电阻r4a、r5a的一端以及二极管d1a、d2a的阴极。
比较器cmp2a的正侧输入端子与电容器c2a的另一端和电阻r3a的一端相连接。比较器cmp3a的正侧输入端子连接到电阻r4a的另一端、二极管d1a的阳极以及电容器c3a的一端。比较器cmp4a的正侧输入端子连接到电阻r5a的另一端、二极管d2a的阳极以及电容器c4a的一端。
从稳压器14a输出的电源电压(vp-vreg1)连接到电容器c1a、c3a、c4a的另一端、电阻r2a、r3a的另一端以及比较器cmp1a～4a的负极电源端子。
比较器cmp2a的输出端子连接到图16所示的开启侧切换开关12a-1内的电阻r12a、r14a的一端。比较器cmp3a的输出端子连接到图16所示的开启侧切换开关12a-2内的电阻r22a、r24a的一端。比较器cmp4a的输出端子连接到图16所示的开启侧切换开关12a-3内的电阻r32a、r34a的一端。
在图15的关断侧的电路的连接关系中，从稳压器14b输出的电源电压(vn+vreg2)连接到电容器c1b的一端、电阻r1b的一端以及比较器cmp1b～cmp4b的正极电源端子。
脉冲信号p2输入到比较器cmp1b的正侧输入端子，比较器cmp1b的负侧输入端子连接到比较器cmp2b～4b的正侧输入端子、电阻r1b的另一端以及电阻r2b的一端。
比较器cmp1b的输出端子连接到电容器c2b的一端、电阻r4b、r5b的一端以及二极管d1b、d2b的阴极。
比较器cmp2b的负侧输入端子连接到电容器c2b的另一端和电阻r3b的一端。比较器cmp3b的负侧输入端子连接到电阻r4b的另一端、二极管d1b的阳极以及电容器c3b的一端。比较器cmp4b的负侧输入端子连接到电阻r5b的另一端、二极管d2b的阳极以及电容器c4b的一端。
负极电源vn连接到稳压器14b的输入端子、电容器c1b、c3b、c4b的另一端、电阻r2b、r3b的另一端以及比较器cmp1b～4b的负极电源端子。
比较器cmp2b的输出端子连接到图17所示的关断侧切换开关12b-1内的电阻r12b、r14b的一端。比较器cmp3b的输出端子连接到图17所示的关断侧切换开关12b-2内的电阻r22b、r24b的一端。比较器cmp4b的输出端子连接到图17所示的关断侧切换开关12b-3内的电阻r32b、r34b的一端。
在图16的开启侧的电路的连接关系中，正极电源vp与电阻r11a、r21a、r31a、r16a、r26a、r36a、r17a、r27a、r37a及晶体管tr11a、tr21a、tr31a的发射极连接。
晶体管tr11a的基极与电阻r11a的另一端和电阻r12a的另一端连接，晶体管tr12a的基极与电阻r14a的另一端和电阻r13a的一端连接。
晶体管tr11a的集电极连接到电阻r15a的一端、电阻r16a的另一端以及晶体管tr13a的基极，晶体管tr12a的集电极连接到电阻r15a的另一端，晶体管tr13a的发射极连接到电阻r17a的另一端。
晶体管tr21a的基极与电阻r21a的另一端和电阻r22a的另一端连接，晶体管tr22a的基极与电阻r24a的另一端和电阻r23a的一端连接。
晶体管tr21a的集电极连接到电阻r25a的一端、电阻r26a的另一端以及晶体管tr23a的基极，晶体管tr22a的集电极连接到电阻r25a的另一端，晶体管tr23a的发射极连接到电阻r27a的另一端。
晶体管tr31a的基极与电阻r31a的另一端和电阻r32a的另一端连接，晶体管tr32a的基极与电阻r34a的另一端和电阻r33a的一端连接。
晶体管tr31a的集电极连接到电阻r35a的一端、电阻r36a的另一端以及晶体管tr33a的基极，晶体管tr32a的集电极连接到电阻r35a的另一端，晶体管tr33a的发射极连接到电阻r37a的另一端。
电源电压(vp-vreg1)与电阻r13a、r23a、r33a的另一端及晶体管tr12a、tr22a、tr32a的发射极连接。栅极电流输出端子outig连接到晶体管tr13a、晶体管tr23a、tr33a的集电极。并且，栅极电流输出端子outig连接到图7所示的关断侧电流源13b-1～13b-3内的晶体管tr13b、tr23b、tr33b的集电极。
在图17的关断侧的电路的连接关系中，电源电压(vn+vreg2)与电阻r11b、r21b、r31b及晶体管tr11b、tr21b、tr31b的发射极连接。
晶体管tr11b的基极与电阻r11b的另一端和电阻r12b的另一端连接，晶体管tr12b的基极与电阻r14b的另一端和电阻r13b的一端连接。
晶体管tr11b的集电极连接到电阻r15b的一端、电阻r16b的一端以及晶体管tr13b的基极，晶体管tr12b的集电极连接到电阻r15b的另一端，晶体管tr13b的发射极连接到电阻r17b的一端。
晶体管tr21b的基极与电阻r21b的另一端和电阻r22b的另一端连接，晶体管tr22b的基极与电阻r24b的另一端和电阻r23b的一端连接。
晶体管tr21b的集电极连接到电阻r25b的一端、电阻r26b的一端以及晶体管tr23b的基极，晶体管tr22b的集电极连接到电阻r25b的另一端，晶体管tr23b的发射极连接到电阻r27b的一端。
晶体管tr31b的基极与电阻r31b的另一端和电阻r32b的另一端连接，晶体管tr32b的基极与电阻r34b的另一端和电阻r33b的一端连接。
晶体管tr31b的集电极连接到电阻r35b的一端、电阻r36b的一端以及晶体管tr33b的基极，晶体管tr32b的集电极连接到电阻r35b的另一端，晶体管tr33b的发射极连接到电阻r37b的一端。
电源电压vn连接到电阻r13b、r23b、r33b的另一端、电阻r16b、r26b、r36b的另一端、电阻r17b、r27b、r37b的另一端以及晶体管tr12b、tr22b、tr32b的发射极。
此处，在图15所示的开启侧定时设定电路11a中，向比较器cmp1a～cmp4a的负侧输入端子输入了电源电压vp被电阻r1a、r2a分压后得到的电压。另外，由电容器c2a和电阻r3a构成微分电路，对比较器cmp1a的输出信号进行微分，微分后的信号被输入到比较器cmp2a的正侧输入端子。
另一方面，由电阻r4a和电容器c3a构成积分电路，对比较器cmp1a的输出信号进行积分，积分后的信号被输入到比较器cmp3a的正侧输入端子。
并且，由电阻r5a和电容器c4a构成积分电路，对比较器cmp1a的输出信号进行积分，积分后的信号被输入到比较器cmp4a的正侧输入端子。
在关断侧定时设定电路11b中，向比较器cmp1b的负侧输入端子和cmp2b～cmp4b的正侧输入端子输入了电源电压vn被电阻r1b、r2b分压后得到的电压。另外，由电容器c2b和电阻r3b构成微分电路，对比较器cmp1b的输出信号进行微分，微分后的信号被输入到比较器cmp2b的负侧输入端子。
另一方面，由电阻r4b和电容器c3b构成积分电路，对比较器cmp1b的输出信号进行积分，积分后的信号被输入到比较器cmp3b的负侧输入端子。
此外，由电阻r5b和电容器c4b构成积分电路，对比较器cmp1b的输出信号进行积分，积分后的信号被输入到比较器cmp4b的负侧输入端子。
图18是将开启侧定时设定电路的动作波形示出的图。再者，由于开启侧定时设定电路11a的动作与关断侧定时设定电路11b的动作除cmp2b～cmp4b的输出极性相反以外基本相同，所以对开启侧定时设定电路11a的动作波形进行说明。
首先，输入振幅在vp－vreg1到vp(例如，相差3v)之间的脉冲信号p1。在图15所示的分压点n1为vp－(vreg1/2)，此电压成为基准电压vref，从而比较器cmp1输出vp－vreg1或vp。
(在期间t1中)
输入脉冲信号p1，脉冲信号p1从l电平上升到h电平。并且，比较器cmp1a的输出信号与脉冲信号p1同步地从从l电平上升到h电平。
并且，由电容器c2a和电阻r3a形成的微分电路对比较器cmp1a的输出信号进行微分，在期间t1的时间带输出变为h电平的微分波形。
从而，向比较器cmp2a的正侧输入端子输入了此微分信号，并且，向比较器cmp2a的负侧输入端子输入了基准电压vref。由于比较器cmp2a的正侧输入信号的电平超过基准电压vref，所以比较器cmp2a输出h电平的信号。
另一方面，由电阻r4a和电容器c3a形成的积分电路对比较器cmp1a的输出信号进行积分，并输出按照由电阻r4a的电阻值和电容器c3a的电容值决定的时间常数进行上升的积分波形。
从而，向比较器cmp3a的正侧输入端子输入了此积分信号，并且，向比较器cmp3a的负侧输入端子输入了基准电压vref。由于比较器cmp3a的正侧输入信号的电平没有超过基准电压vref，所以比较器cmp3a输出l电平的信号。
并且，由电阻r5a和电容器c4a形成的积分电路对比较器cmp1a的输出信号进行积分，并输出按照由电阻r5a的电阻值和电容器c4a的电容值决定的时间常数来进行上升的积分波形。
从而，向比较器cmp4a的正侧输入端子输入了此积分信号，并且，向比较器cmp4a的负侧输入端子输入了基准电压vref。由于比较器cmp4a的正侧输入信号的电平没有超过基准电压vref，所以比较器cmp4a输出l电平的信号。
(在期间t2中)
脉冲信号p1为h电平，比较器cmp1a的输出信号为h电平。由于比较器cmp2a的正侧输入信号的电平低于基准电压vref，所以比较器cmp2a输出l电平信号。
另一方面，成为比较器cmp3a的正侧输入信号的从电阻r4a和电容器c3a所形成的积分电路输出的积分波形超过了基准电压vref。因此，比较器cmp3a输出h电平的信号。
并且，成为比较器cmp4a的正侧输入信号的从电阻r5a和电容器c4a所形成的积分电路输出的积分波形未超过基准电压vref。因此，比较器cmp4a输出l电平的信号。
(在期间t3中)
脉冲信号p1为h电平，比较器cmp1a的输出信号为h电平。由于比较器cmp2a的正侧输入信号的电平低于基准电压vref，所以比较器cmp2a输出l电平信号。
另一方面，成为比较器cmp3a的正侧输入信号的从电阻r4a和电容器c3a所形成的积分电路输出的积分波形超过了基准电压vref。因此，比较器cmp3a输出h电平的信号。
并且，成为比较器cmp4a的正侧输入信号的从电阻r5a和电容器c4a所形成的积分电路输出的积分波形超过了基准电压vref。因此，比较器cmp4a输出h电平的信号。
这样，在期间t1～t3中，开启侧定时设定电路11a生成驱动开启侧切换开关12a-1～12a-3的脉冲，由此按照规定的定时从开启侧电流源13a-1～13a-3施加栅极电流，由此来设定上升电压斜率。用于设定下降电压斜率的定时设定也是相同的动作。
接着，参照图19～图26，对仿真结果进行说明。图19、图20是将现有技术利用电阻来开启栅极驱动时的仿真动作波形示出的图，是现有结构的仿真波形。
图19示出了开启时的栅极电压vgs及栅极电流ig的波形，横轴为时间，左纵轴为栅极电压vgs(v)，右纵轴为栅极电流ig(a)。
期间t1是自栅极电压vgs的底部电平至达到上升途中的镜像区域为止的期间。期间t2是包含栅极电压vgs的上升途中的镜像区域的期间。期间t3是栅极电压vgs从上升途中的镜像区域出来至达到峰值电平为止的期间。
图20示出了开启时的漏极电压vds及漏极电流id的波形，横轴为时间，左纵轴为漏极电压vds(v)，右纵轴为栅极电流id(a)。漏极电压vds下降时，对于漏极电流id发生了峰值为23.1a的浪涌电流。
图21、图22是将现有技术利用电阻来关断栅极驱动时的仿真动作波形示出的图，是现有结构的仿真波形。图21示出了关断时的栅极电压vgs及栅极电流ig的波形，横轴为时间，左纵轴为栅极电压vgs(v)，右纵轴为栅极电流ig(a)。
期间t4是自栅极电压vgs的峰值电平至达到下降途中的镜像区域为止的期间。期间t5是包含栅极电压vgs的下降途中的镜像区域的期间。期间t6是栅极电压vgs从下降途中的镜像区域出来至达到底部电平为止的期间。
图22示出了关断时的漏极电压vds及漏极电流id的波形，横轴为时间，左纵轴为漏极电流id(a)，右纵轴为漏极电压vds(v)。漏极电流id减小时，对于漏极电压vds发生了峰值为760v的浪涌电压。
图23、图24是将根据栅极电流切换的模式#1进行开启时的仿真动作波形示出的图，是本发明的功率转换电路1-1的结构的仿真波形。图23示出了开启时的栅极电压vgs及栅极电流ig的波形，横轴为时间，左纵轴为栅极电压vgs(v)，右纵轴为栅极电流ig(a)。
期间t1对应于图19的期间t1，在期间t1，闭合开关sw1，使栅极电流igon1流动。另外，期间t2对应于图19的期间t2，在期间t2，闭合开关sw2，使栅极电流igon2流动。此外，期间t3对应于图19的期间t3，在期间t3，闭合开关sw3，使栅极电流igon3流动。
图24示出了开启时的漏极电压vds及漏极电流id的波形，横轴为时间，左纵轴为漏极电压vds(v)，右纵轴为栅极电流id(a)。漏极电压vds下降时，对于漏极电流id发生了峰值为21.2a的浪涌电流。
图25、图26是将根据栅极电流切换的模式#1进行关断时的仿真动作波形示出的图，是本发明的功率转换电路1-1的结构的仿真波形。图25示出了关断时的栅极电压vgs及栅极电流ig的波形，横轴为时间，左纵轴为栅极电压vgs(v)，右纵轴为栅极电流ig(a)。
期间t4对应于图21的期间t4，在期间t4，闭合开关sw4，使栅极电流igoff1流动。期间t5对应于图21的期间t5，在期间t5，闭合开关sw5，使栅极电流igoff2流动。此外，期间t6对应于图21的期间t6，在期间t6，闭合开关sw6，使栅极电流igoff3流动。
图26示出了关断时的漏极电压vds及漏极电流id的波形，横轴为时间，左纵轴为漏极电流id(a)，右纵轴为漏极电压vds(v)。漏极电流id减小时，对于漏极电压vds发生了峰值为721v的浪涌电压。
此处，比较图20与图24可知：与现有的利用电阻进行的栅极驱动相比，本发明的利用电流源的开关切换进行的栅极驱动使浪涌电流减小了1.9a，浪涌电流得到了抑制。
并且，比较图22与图26可知：与现有的利用电阻进行的栅极驱动相比，本发明的利用电流源的开关切换进行的栅极驱动使浪涌电压减小了39v，浪涌电压得到了抑制。
以上例示了实施方式，但实施方式所示出的各部的构成可以置换为具有同样功能的其他构成。另外，也可以附加其他任意的构成物和工序。
标号说明
1功率转换电路
20栅极驱动装置
1a开关元件
i1-1～i1-n开启用电流源
i2-1～i2-n关断用电流源
sw1-1～sw1-n开启用开关
sw2-1～sw2-n关断用开关
vfb1(+)～vfbn(+)正极直流电源
vrb1(-)～vrbn(-)负极直流电源
vgs栅极电压