自耦电力电子变压器及其输出功率的控制方法和系统与流程

本发明涉及电力技术领域，特别是涉及一种自耦电力电子变压器及其输出功率的控制方法和系统。

背景技术：

在输电系统中，主要起变压和功率输送作用的传统自耦电力变压器被广泛应用。传统自耦电力变压器具有效率高、成本低、可靠性高、结构简单等优点，但是它也具有明显的缺点，例如：体积和重量大、空载损耗大、输送功率不可控、电能质量不可控以及自身消耗无功等。

随着电力电子技术的发展，电力电子变压器(PET，Power electronic transformer)或固态变压器(SST，Solid-state transformer)的概念被提出用来改善和解决传统电力变压器存在的问题。PET结构上一般可分为输入级、隔离级和输出级三级结构，其基本特点是输入输出之间经过高频DC/DC隔离，PET在电压等级较低、容量较小的配电网已逐步开展示范和应用，但在输电领域，由于电压等级高、容量大，目前尚未有适用于输电系统的PET，特别是能够替代高效率的传统自耦电力变压器的PET。

技术实现要素：

基于此，为解决现有技术中的问题，本发明提供一种自耦电力电子变压器，效率高，有功和无功功率可控性强，且体积小、重量轻，适用于输电系统。

为实现上述目的，本发明实施例采用以下技术方案：

一种自耦电力电子变压器，包括公共直流电容和若干个相单元电路，所述相单元电路包括第一电感、第二电感、N个H桥模块以及N个隔离型双向DC/DC模块；

各个所述隔离型双向DC/DC模块的第一直流端口均与公共直流电容并接，各个所述隔离型双向DC/DC模块的第二直流端口均与对应的所述H桥模块的直流端口连接；

第1至第N个H桥模块的交流端口依次级联，第1个H桥模块的交流端口的第一出线与所述第一电感的一端连接，所述第一电感的另一端与第N个H桥模块的交流端口的第二出线构成高压端口；

第k个H桥模块的交流端口的第一出线与第二电感的一端连接，所述第二电感的另一端与第N个H桥模块的交流端口的第二出线构成低压端口，其中2≤k≤N。

本发明还提供一种上述自耦电力电子变压器的输出功率的控制方法，包括如下步骤：

根据自耦电力电子变压器的输出功率目标值，计算所述自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和，以及第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和；

根据所述1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和对所述自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第k-1个H桥模块进行控制；根据所述第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和对所述自耦电力电子变压器中第k个H桥模块至第N个H桥模块进行控制。

相应的，本发明还提供一种上述的自耦电力电子变压器的输出功率的控制系统，包括：

计算模块，用于根据自耦电力电子变压器的输出功率目标值，计算所述自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和，以及第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和；

控制模块，用于根据所述1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和对所述自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第k-1个H桥模块进行控制；以及根据所述第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和对所述自耦电力电子变压器中第k个H桥模块至第N个H桥模块进行控制。

本发明的自耦电力电子变压器，高压端口与低压端口电气上不隔离，效率高于传统的隔离型PET。通过本发明提供的输出功率的控制方法和系统，自耦电力电子变压器传送有功功率的方向、大小完全可控，而且高压端口和低压端口输出无功功率的大小、方向独立可控。另外，在隔离型双向DC/DC模块中可采用高频或中频变压器，可使整个自耦电力电子变压器具有体积小、重量轻的优点。

附图说明

图1是本发明的自耦电力电子变压器一种可选的结构示意图；

图2为本发明实施例中隔离型双向DC/DC模块和H桥模块的电路结构示意图；

图3是本发明的自耦电力电子变压器另一种可选的电路结构示意图；

图4为本发明实施例中自耦电力电子变压器的输出功率的控制方法的流程示意图；

图5为本发明实施例中一种计算H桥模块交流端口基波电压向量之和的方法的流程示意图；

图6为本发明实施例中针对于单相电路设计的一种自耦电力电子变压器的电路结构示意图；

图7为图6所示的自耦电力电子变压器工作达到稳态时的向量图；

图8为本发明的自耦电力电子变压器的输出功率的控制系统在一个实施例中的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合较佳实施例及附图对本发明的内容作进一步详细描述。显然，下文所描述的实施例仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。应当理解的是，尽管在下文中采用术语“第一”、“第二”等来描述各种信息，但这些信息不应限于这些术语，这些术语仅用来将同一类型的信息彼此区分开。例如，在不脱离本发明范围的情况下，“第一”信息也可以被称为“第二”信息，类似的，“第二”信息也可以被称为“第一”信息。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部内容。

图1是本发明的自耦电力电子变压器在一个实施例中的结构示意图，如图1所示，本实施例中的自耦电力电子变压器包括公共直流电容C0和若干个相单元电路100，若自耦电力电子变压器接入的是三相电，则自耦电力电子变压器中相单元电路100的个数为三。

参照图1所示，相单元电路100包括第一电感L1、第二电感L2、N个隔离型双向DC/DC模块10以及N个H桥模块20。DC/DC变换是将一种直流电能转换成另一种形式直流电能的技术，主要对电压、电流实现变换。它在可再生能源、电力系统、交通、航天航空、计算机和通讯、家用电器、国防军工、工业控制等领域得到广泛的应用。通常DC/DC模块都是单向工作的，单向DC/DC模块只能将能量从一个方向传到另一个方向，本实施例中采用隔离型双向DC/DC模块10则可以实现能量的双向传输，功率不仅可以从输入端流向输出端，也能从输出端流向输入端。它的输入输出电压极性不变，但输入、输出电流的方向可以改变。

在本实施例中，各个隔离型双向DC/DC模块10的第一直流端口(图1中隔离型双向DC/DC模块10左边的端口)均与公共直流电容C0并接，各个隔离型双向DC/DC模块10的第二直流端口(图1中隔离型双向DC/DC模块10右边的端口)均与对应的H桥模块20的直流端口连接。

在本实施例中，第1至第N个H桥模块20的交流端口依次级联，即第1个H桥模块20交流端口的第二出线(即图2中H桥模块20交流端口下方的出线)与第2个H桥模块20交流端口的第一出线(即图2中H桥模块20交流端口上方的出线)相连，第2个H桥模块20交流端口的第二出线与第3个H桥模块20交流端口的第一出线相连，以此类推，第N-1个H桥模块的第二出线与第N个H桥模块的第一出线相连。第1个H桥模块20的交流端口的第一出线与第一电感L1的一端连接，第一电感L1的另一端与第N个H桥模块20的交流端口的第二出线构成高压端口；第k个H桥模块20的交流端口的第一出线与第二电感L2的一端连接，第二电感L2的另一端与第N个H桥模块20的交流端口的第二出线构成低压端口，其中2≤k≤N。

本实施例中的自耦电力电子变压器，高压端口与低压端口电气上不隔离，效率高于传统的隔离型PET，而且传送有功功率的方向、大小完全可控。高压端口和低压端口输出无功功率的大小、方向独立可控。

在一种可选的实施方式中，隔离型双向DC/DC模块为双向全桥DC/DC模块，参照图2所示，隔离型双向DC/DC模块10包括全控开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8，变压器T1以及电容C1。其中，全控开关管Q1的源极分别与全控开关管Q3的漏极、二极管D1的阳极以及二极管D3的阴极连接；全控开关管Q2的源极分别与全控开关管Q4的漏极、二极管D2的阳极连接以及二极管D4的阴极连接，全控开关管Q2的漏极分别与全控开关管Q1的漏极、二极管D1的阴极连接；全控开关管Q3的源极分别与二极管D3的阳极、全控开关管Q4的源极以及二极管D4的阳极连接。

变压器T1初级绕组的一端与全控开关管Q3的漏极连接，另一端与全控开关管Q4的漏极连接。在另一种可选的实施方式中，也可以在变压器T1的初级绕组串接电感L3，即变压器T1初级绕组的一端通过电感L3与全控开关管Q3的漏极连接，另一端与全控开关管Q4的漏极连接。

全控开关管Q5的源极分别与全控开关管Q7的漏极、二极管D5的阳极以及二极管D7的阴极连接；全控开关管Q6的源极分别与全控开关管Q8的漏极、二极管D6的阳极以及二极管D8的阴极连接，全控开关管Q6的漏极分别与全控开关管Q5的漏极、二极管D5的阴极连接；全控开关管Q7的源极分别与二极管D7的阳极、全控开关管Q8的源极以及二极管D8的阳极连接；变压器T1次级绕组的一端与全控开关管Q7的漏极连接，另一端与全控开关管Q8的漏极连接；电容C1的一端与全控开关管Q6的漏极连接，另一端与全控开关管Q8的源极连接。

参照图3所示，且一并参照图1、图2，全控开关管Q1的漏极以及全控开关管Q3的源极构成隔离型双向DC/DC模块10的第一直流端口；全控开关管Q6的漏极以及全控开关管Q8的源极构成隔离型双向DC/DC模块10的第二直流端口。隔离型双向DC/DC模块10的第一直流端口与公共直流电容C0连接，隔离型双向DC/DC模块10的第二直流端口与H桥模块20的直流端口连接。

在隔离型双向DC/DC模块中，全控开关管可以是MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)，也可以是IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)，或者其他的全控开关器件。对于各个相单元电路100中的各个隔离型双向DC/DC模块10，其中的全控开关管均可以任意选择，例如全控开关管Q1选择使用MOSFET，而全控开关管Q2选择使用IGBT，本发明对此不作限制。

在隔离型双向DC/DC模块10中，变压器T1可采用高频或中频变压器，其体积小、重量轻，从而使得整个自耦电力电子变压器的体积小、重量轻。

在一种可选的实施方式中，参照图2所示，H桥模块20包括全控开关管Q9、Q10、Q11、Q12以及二极管D9、D10、D11、D12。全控开关管Q9的源极分别与全控开关管Q11的漏极、二极管D9的阳极以及二极管D11的阴极连接；全控开关管Q10的源极分别与全控开关管Q12的漏极、二极管D10的阳极连接以及二极管D12的阴极连接，全控开关管Q10的漏极分别与全控开关管Q9的漏极、二极管D9的阴极连接。全控开关管Q11的源极分别与二极管D11的阳极、全控开关管Q12的源极以及二极管D12的阳极连接。

参照图2所示，全控开关管Q9的漏极和全控开关管Q11的源极构成H桥模块20的直流端口，全控开关管Q11的漏极和全控开关管Q12的漏极构成H桥模块20的交流端口。

在H桥模块20中，全控开关管可以是MOSFET，也可以是IGBT，或者是其他的全控开关器件。对于各个相单元电路100中的各个H桥模块20，其中的全控开关管均可以任意选择，例如全控开关管Q9选择使用MOSFET，而全控开关管Q12选择使用IGBT，本发明对此不作限制

本发明中的自耦电力电子变压器的输出电压、功率等均是可控的，下面给出其中一种输出功率的控制方法。图4示出了本发明中自耦电力电子变压器的输出功率的控制方法的流程示意图。参照图4所示，本实施例中自耦电力电子变压器的输出功率的控制方法包括如下步骤：

步骤S10，根据自耦电力电子变压器的输出功率目标值，计算所述自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和，以及第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和；

步骤S20，根据所述1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和对所述自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第k-1个H桥模块进行控制；根据所述第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和对所述自耦电力电子变压器中第k个H桥模块至第N个H桥模块进行控制。

本实施例中的自耦电力电子变压器的输出功率的控制方法，可在对H桥模块进行控制前，先控制各个隔离型双向DC/DC模块10，使各个隔离型双向DC/DC模块10的第二直流端口的电压稳定在相应的设定值，以利于后续输出功率控制的有效性和稳定性。对于输出功率的控制过程，在确定控制目标后，依据输出功率目标值以及自耦电力电子变压器中电感功率传输特性可以计算出自耦电力电子变压器中第1个H桥模块20至第k-1个H桥模块20交流端口基波电压向量之和以及第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和然后对自耦电力电子变压器中第1个H桥模块20至第k-1个H桥模块20、第k个H桥模块20至第N个H桥模块20进行控制，即根据给出第1个H桥模块20至第k-1个H桥模块20的驱动信号，使得第1个H桥模块20至第N个H桥模块20交流端口基波电压向量之和为根据给出第k个H桥模块20至第N个H桥模块20的驱动信号，使得第k个H桥模块20至第N个H桥模块20交流端口基波电压向量之和为

根据本实施例中的自耦电力电子变压器的输出功率的控制方法，可以分别实现对自耦电力电子变压器的低压端口的输出无功功率和输出有功功率、高压端口的输出无功功率和输出有功功率的控制。在一种可选的实施方式中，假设控制目标为自耦电力电子变压器的低压端口的输出无功功率和输出有功功率，以及高压端口的输出无功功率，则输出功率目标值包括自耦电力电子变压器的低压端口的输出无功功率目标值和输出有功功率目标值以及高压端口的输出无功功率目标值。参照图5所示，此时计算自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和，以及第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和的过程包括：

步骤S101，获取公共直流电容两端的电压实测值，根据公共直流电容两端的电压实测值与电压标准值的偏差，获得所述自耦电力电子变压器的高压端口的输出有功功率指令值；

步骤S102，根据所述自耦电力电子变压器的低压端口的输出无功功率目标值和输出有功功率目标值，获得所述自耦电力电子变压器中第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和；

步骤S103，根据自耦电力电子变压器的高压端口的输出无功功率目标值和所述输出有功功率指令值，获得自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和；

步骤S104，根据所述自耦电力电子变压器中第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和，以及第1个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和，获得第1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和。

为了便于说明，下面以N＝3，k＝3为例，分析自耦电力电子变压器的输出功率的控制方法。

图6为针对于单相电路设计的自耦电力电子变压器，即相单元电路100仅有一个。参照图6所示，U_CDC为公共直流电容两端的电压，U_H1DC、U_H2DC、U_H3DC分别为第1个H桥模块20、第2个H桥模块20、第3个H桥模块的直流端口电压；分别为高压端口和低压端口电压向量，分别为第1个H桥模块20至第3个H桥模块交流端口基波电压向量之和、第3个H桥模块20交流端口基波电压、第1个H桥模块20和第2个H桥模块20交流端口基波电压之和；X_H、X_L分别为第一电感L1和第二电感L2在工频情况下的电抗；为流过第一电感L1的电流，同时也是流过第1个H桥模块20、第2个H桥模块20的电流；为流过第二电感L2的电流；为流过第3个H桥模块20的电流。图7为自耦电力电子变压器工作达到稳态时的向量图，在图7中，U_cHd、U_cHq分别表示在方向及其垂直方向上的分量；U_cLd、U_cLq分别表示在方向及其垂直方向上的分量；δ_H、δ_L分别表示与的相角差和与的相角差；所有向量的角频率为ω，旋转方向如图7所示。

由于N＝k＝3，故第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和即为第3个H桥模块20交流端口基波电压第1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和即为第1个H桥模块20和第2个H桥模块20交流端口基波电压向量之和第1个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和即为第1个H桥模块20至第3个H桥模块交流端口基波电压向量之和

假定低压端口的输出有功功率目标值为P_L，低压端口的输出无功功率目标值为Q_L，高压端口的输出无功功率目标值为Q_H。设高压端口的输出有功功率指令值为P_H，根据电感功率传输特性可知：

$U_{cLq}=\frac{P_L{X}_L}{U_L}---\left(1\right)$

$U_{cLd}=U_L+\frac{Q_L{X}_L}{U_L}---\left(2\right)$

$U_{cHq}=\frac{P_H{X}_H}{U_H}---\left(3\right)$

$U_{cHd}=U_H+\frac{Q_H{X}_H}{U_H}---\left(4\right)$

根据U_cLd、U_cLq、U_cHd、U_cHq的定义可知：

$U_{cL}=\sqrt{U_{cLd}^2+U_{cLq}^2}---\left(5\right)$

${\mathrm{\δ}}_{cL}=\arctan \frac{U_{cLq}}{U_{cLd}}---\left(6\right)$

$U_{cH}=\sqrt{U_{cHd}^2+U_{cHq}^2}---\left(7\right)$

${\mathrm{\δ}}_{cH}=\arctan \frac{U_{cHq}}{U_{cHd}}---\left(8\right)$

其中，U_cL为的模，U_cH为的模。

由图7所示向量关系可知：

${\stackrel{\·}{U}}_{cR}={\stackrel{\·}{U}}_{cH}-{\stackrel{\·}{U}}_{cL}---\left(9\right)$

在计算自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和，以及第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和时，获取公共直流电容C0的电压实测值，再根据公共直流电容C0的电压实测值与电压标准值的偏差，获得自耦电力电子变压器的高压端口的输出有功功率指令值P_H，例如，对公共直流电容C0的电压实测值与电压标准值的偏差进行PI控制，根据PI控制结果即可获得所述自耦电力电子变压器的高压端口的输出有功功率指令值P_H。

根据自耦电力电子变压器的低压端口的输出无功功率目标值Q_L和输出有功功率目标值P_L，按照式(1)和式(2)即获得U_cLd和U_cLq，然后根据式(5)和式(6)计算出根据高压端口的输出无功功率目标值Q_H以及计算出的高压端口的输出有功功率指令值P_H，结合式(3)、式(4)可计算出U_cHd和U_cHq。根据式(7)和式(8)计算出再根据式(10)计算出此后，根据给出第1个H桥模块20、第2个H桥模块20的驱动信号，使得第1个H桥模块20与第2个H桥模块20交流端口基波电压向量之和为同理，根据给出第3个H桥模块20的驱动信号，使得第3个H桥模块20交流端口基波电压向量为至此实现低压端口的输出有功功率和输出无功功率，以及高压端口的输出无功功率的控制。

上述控制方法仅为针对于本发明的自耦电力电子变压器的输出功率所采用的其中一种控制方法，还可以通过其他控制方法来实现输出功率的控制，此处不再一一举例说明。

综上所述，本发明提供的自耦电力电子变压器可实现传输功率可控、高/低压端口无功功率独立可控的控制目的，而且本发明自耦电力电子变压器还具有效率高、体积小、重量轻等优点，本发明的自耦电力电子变压器能在输电系统中得到广泛地应用。

需要说明的是，对于前述的各方法实施例，为了简便描述，将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明，某些步骤可以采用其它顺序或者同时进行。

根据上述本发明的自耦电力电子变压器的输出功率的控制方法，本发明还提供一种自耦电力电子变压器的输出功率的控制系统，下面结合附图及较佳实施例对本发明的自耦电力电子变压器的输出功率的控制系统进行详细说明。

图8为本发明的自耦电力电子变压器的输出功率的控制系统在一个实施例中的结构示意图。如图8所示，该实施例中的自耦电力电子变压器的输出功率的控制系统包括：

计算模块1，用于根据自耦电力电子变压器的输出功率目标值，计算所述自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和，以及第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和；

控制模块2，用于根据所述1个H桥模块至第k-1个H桥模块交流端口基波电压向量之和对所述自耦电力电子变压器中第1个H桥模块至第k-1个H桥模块进行控制；以及根据所述第k个H桥模块至第N个H桥模块交流端口基波电压向量之和对所述自耦电力电子变压器中第k个H桥模块至第N个H桥模块进行控制。

上述自耦电力电子变压器的输出功率的控制系统可执行本发明实施例所提供的自耦电力电子变压器的输出功率的控制方法，具备执行方法相应的功能模块和有益效果，至于各个功能模块实现其功能的具体方法可参照上述方法实施例中的描述，此处不再予以赘述。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。