电力电子变压器及其控制方法与流程

本发明涉及一种交直流混合配电领域的电力电子变压器及其控制方法。

背景技术：

现代配电网中包含越来越多的分布式可再生能源、储能和消费电子类直流负荷。多类型能源、储能和直流负荷直接并入直流配电网将可以节省大量的换流环节，提高电能变换效率。电力电子变压器一般具有不同电压等级的交流和直流端口，用于多种类型的分布式能源、储能和负荷的灵活接入，以及交/直流电网的互联。它除了具有传统变压器的电压等级变换和电气隔离功能之外，还具有潮流双向控制、电能质量控制、装置自保护与自诊断、通讯与信息交换等多种功能，在智能电网、能源互联网及未来交直流互联电网中发挥不可替代的重要作用，是其实现电能变换和处理的核心装置。

现有的电力电子变压器电路拓扑方案中，一般均是将高压交流整流变换到直流电压，然后利用DC/DC变换器将直流电压变换得到所需要的直流电压。例如，美国专利US 5943229、中国专利CN 101572495 A、中国专利CN 101707443 A、中国专利CN 105680488 A、中国专利CN 104682728 A和中国专利CN 103208929 A等。

这些已有的方案的缺点是通常包含交流-直流、直流-高频交流、高频变压器升/降压、高频交流-直流的四级电能变换，所需的功率模块数量也较多。从而导致系统效率和功率密度不高，也制约了电力电子变压器的大规模应用。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有电力电子变压器需要经过四级电能变换，导致系统效率和功率密度低的缺点，提出一种电力电子变压器及其控制方法。本发明只需要经过三级电能变换即可实现高压交流与低压直流之间的电能变换，且可实现低压H桥电路的软开关，可降低电路的开关损耗。

本发明电力电子变压器由输入级、中间级和输出级三级串联组成，输入级为高压交流级，中间级为高频隔离级，输出级为低压直流级。所述的高压交流级由全桥子模块型模块化多电平变流器组成，高频隔离级由高频变压器和在其原边串联的谐振电容组成，低频直流级由H桥电路和并联在H桥直流侧的直流储能电容组成。输入级、中间级和输出级组成的三级结构对应三级电能变换环节：高压交流级实现工频交流到高频交流的电能变换，高频隔离级实现高频交流电压的升降，低压直流级实现高频交流到直流的电能变换。

高压交流级的模块化多电平变流器与低压直流级的H桥电路通过高频隔离级的高频变压器与串联谐振电容器构成一个串联谐振电路。其中模块化多电平变流器将三相交流电压变换为高频方波电压，H桥电路产生与模块化多电平变流器同频同相的高频方波电压。

对本发明电力电子变压器的控制方法一方面以低压直流级输出母线电压为电压外环反馈量，以模块化多电平变流器高压交流侧电流为电流内环反馈量，进行dq轴下双闭环控制。通过调节高压交流侧三相电流的有功分量来实现低压直流电压稳定可控。另一方面使模块化多电平变流器与低压直流级H桥均输出同频同相的方波电压。经由高频变压器和谐振电容形成的谐振回路，会在高频侧产生近似正弦的电流。具体步骤如下：

(1)高压交流级模块化多电平变流器采用基于dq变换的电压电流双闭环控制方法，以低压直流级电容电压作为电压外环的反馈值以模块化多电平变流器高压交流侧电流为电流内环反馈量，具体包括：

(1.1)对低压直流级电容电压、高压交流侧三相电流与三相电压进行采样；

(1.2)将低压直流级电容电压采样值u_cL与参考直流电压值u_{dc_ref}进行比较，比较后的电压差值经过电压环PI调节输出作为模块化多电平变流器d轴电流环的基准i_{d_ref}；

(1.3)模块化多电平变流器交流侧三相电流采样值经过dq变换得到d轴、q轴两个电流分量i_gd和i_gd，交流侧三相电压采样值经过dq变换得到d轴、q轴两个电压分量e_gd和e_gd；其中dq变换所用相位基准由三相电压采样值经过锁相计算获得；

(1.4)将上述得到的d轴电流环的基准i_{d_ref}与d轴电流i_gd进行比较，比较后的差值经过d轴电流环PI调节得到输出量i_{d_PI}；将q轴电流环的参考值与q轴电流进行比较，比较后的差值经过q轴电流环PI调节得到输出量i_{q_PI}；以d轴的电压分量e_gd和q轴的电压分量e_gq为前馈量，分别减去d轴的电流环输出量i_{d_PI}和q轴的电流环输出量i_{q_PI}，进行解耦运算后再进行反dq变换得到模块化多电平变流器三相交流电压参考值u_{k_ref}(k＝a,b,c)；

(2)高压交流级模块化多电平变流器计算各桥臂参考电压，并进行调制，具体包括：

(2.1)生成一个频率值为f_hf、占空比为50％且幅值为U_hf的双极性方波电压，将其作为模块化多电平变流器高频输出侧的参考电压u_{hf_ref}；

(2.2)模块化多电平变流器的a、b、c三相电路的上下桥臂参考电压根据高频输出侧的参考电压u_{hf_ref}和该相交流电压参考值u_{k_ref}，计算得到；

(2.3)由模块化多电平变流器各桥臂单元的参考电压计算每个开关周期内需要投入的模块个数，并进行调制。

(3)低压直流级的H桥电路中的开关器件采用双极性调制，占空比为50％，且相位与模块化多电平变流器高频输出侧参考电压u_{hf_ref}相同。

本发明电力电子变压器及其控制方法具有以下特点和优势：

1.只需要经过交流-高频交流、高频变压器升/降压、高频交流-直流三级电能变换。

2.主电路构成一个串联谐振电路，H桥电路中每个开关均工作在零电流关断方式下，减小了开关损耗。

3.模块化多电平变流器中采用全桥子模块，其电路结构与H桥电路相同，可以进行统一结构设计。

4.可以有效减少功率模块数量，节省成本并可提高功率密度。

附图说明

图1为本发明电力电子变压器的电路原理图；

图2为本发明电力电子变压器高压交流级模块化多电平变流器子模块电路原理图；

图3为本发明电力电子变压器控制方法的控制框图；

图4为本发明电力电子变压器中高频变压器次级电压与电流的仿真计算波形图；

图5为本发明电力电子变压器低压直流电压的仿真计算波形图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。

如图1所示，本发明电力电子变压器主电路由输入级、中间级和输出级三级串联组成：输入级为高压交流级，中间级为高频隔离级，输出级为低压直流级。

所述的高压交流级由全桥子模块型模块化多电平变流器组成，高频隔离级由高频变压器HFT和串联谐振电容C₁组成，低频直流级由H桥电路和直流储能电容C₁组成。

如图1所示，本发明电力电子变压器的三级电路的连接方式为：高压交流级模块化多电平变流器的高频输出端子为P₁和N₁，高频输出端子P₁与高频隔离级的串联谐振电容C₁串联后连接到高频隔离级的高频变压器HFT的初级端子X₁上，高频输出端子N₁连接到高频变压器HFT的初级端子Y₁上。高频变压器HFT的次级端子X₂连接到低压直流级的H桥的输出端子J₁上，高频变压器HFT的另一次级端子Y₂连接到低压直流级的H桥的另一输出端子K₁上。

高压交流级的模块化多电平变流器由三相六桥臂组成，每个桥臂包含n个串联子模块和1个电抗器，串联子模块的数目由电压等级和所选用电力电子器件水平决定。如图2所示，每个子模块均采用全桥子模块结构，由四只全控型电力电子开关器件组成单相全桥，并在单相全桥的直流侧并联一个电容。每个桥臂的电抗器电感值相同，均为L_arm。

高频隔离级由高频变压器HFT和串联谐振电容C₁构成。模块化多电平变流器的桥臂电抗与串联谐振电容以及高频变压器的漏抗构成一个串联谐振回路。桥臂电抗值L_arm、电容器容值C₁和高频变压器漏抗值L_tl满足以下关系式：

其中，f_hf为串联谐振回路的谐振频率，也是高频变压器的工作频率，L_tl为高频变压器漏抗值。

低压直流级由H桥电路和直流储能电容C₂成。如图1所示，H桥电路由第一开关T₁、第二开关T₂、第三开关T₃、第四开关T₄，第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄组成。其中，第一开关T₁与第一二极管D₁反并联，第二开关T₂与第二二极管D₂反并联，第三开关T₃与第三二极管D₃反并联，第四开关T₄与第四二极管D₄反并联；第一二极管D₁的正极和第二二极管D₂的负极相连作为H桥电路的端子J₁；第三二极管D₃的正极和第四二极管D₄的负极相连作为H桥电路的端子K₁；第一二极管D₁的负极和第三二极管D₂的负极相连作为H桥电路的端子J₂；第三二极管D₃的正极和第四二极管D₄的正极相连作为H桥电路的端子K₂。

H桥电路的直流侧与直流储能电容C₂并联。

本发明电力电子变压器的控制方法如下：

一方面，以低压直流级输出母线电压为电压外环反馈量，以模块化多电平变流器高压交流侧电流为电流内环反馈量，进行dq轴下双闭环控制。通过调节高压交流侧三相电流的有功分量来实现低压直流电压稳定可控。

另一方面，以频率为f_hf、占空比为50％，且幅值为U_hf的双极性方波电压设置为模块化多电平变流器高频输出侧参考电压u_{hf_ref}。同时以与u_{hf_ref}同频同相的方波电压为低压直流级H桥电路的调制参考波u_{l_ref}。H桥电路经过双极性调制后产生与高压交流级模块化多电平变流器高频输出侧同频同相的方波电压。

高频变压器的原副边电压变比N₁:N₂满足以下关系式：

N₁:N₂＝U_hf:U_{dc_ref} (2)

其中，U_{dc_ref}为低压直流级直流电压参考值。

经过由高频变压器和谐振电容形成的谐振回路，会在高频侧产生近似正弦的电流。

如图3所示，具体实现过程包括以下步骤：

(1)高压交流级模块化多电平变流器采用基于dq变换的电压电流双闭环控制方法，以低压直流级电容电压作为电压外环的反馈值，该步骤具体包括：

(1.1)对低压直流级电容电压u_cL、高压交流侧三相电流i_a、i_b、i_c与三相电压e_a、e_b、e_c进行采样；

(1.2)将所述低压直流级电容电压u_cL与参考直流电压u_{dc_ref}进行比较，输出电压差值经过电压环PI调节输出作为模块化多电平变流器d轴电流环的基准i_{d_ref}；

(1.3)模块化多电平变流器交流侧三相电流经过dq变换得到d轴、q轴两个电流分量i_gd和i_gd，交流侧三相电压经过dq变换得到d轴、q轴两个电压分量e_gd和e_gd；其中dq变换所用相位基准θ由三相电压采样值经过锁相计算获得；

(1.4)将上述得到的d轴电流环的基准i_{d_ref}与d轴电流i_gd进行比较，比较后的差值经过d轴电流环PI调节得到输出量i_{d_PI}；将q轴电流环的参考值与q轴电流进行比较，比较后的差值经过q轴电流环PI调节得到输出量i_{q_PI}；以d轴和q轴的电压分量e_gd和e_gq为前馈量，分别减去d轴和q轴的电流环输出量i_{d_PI}和i_{q_PI}，进行解耦运算后再进行反dq变换得到模块化多电平变流器三相交流电压参考值u_{a_ref}、u_{b_ref}、u_{c_ref}；

(2)高压交流级模块化多电平变流器计算各桥臂参考电压，并进行调制，该步骤具体包括：

(2.1)生成一个频率值为f_hf、占空比为50％，且幅值为U_hf的双极性方波电压，将其作为模块化多电平变流器高频输出侧的参考电压u_{hf_ref}；

(2.2)根据高频输出侧的参考电压u_{hf_ref}和该相交流电压参考值u_{k_ref}，计算得出模块化多电平变流器六个桥臂单元的参考电压，具体计算公式为：

(2.3)由模块化多电平变流器各桥臂单元的参考电压计算每个开关周期内需要投入的模块个数，并进行调制。

(3)低压直流级H桥电路中的开关器件采用双极性调制，占空比为50％，且相位与模块化多电平变流器高频输出侧参考电压u_{hf_ref}相同。

图4为本发明电力电子变压器中高频变压器次级电压u_xy2和次级电流i_xy2的仿真计算波形图，图5为低压直流侧直流电压。仿真参数为：高压交流电压为10kV，低压直流电压额定值为750V，高压交流级的模块化多电平变流器各桥臂均包含6级全桥型子模块串联，子模块电容为4mH，电容电压额定值为1600V，桥臂电抗器为100μH，控制频率为10kHz，其高频侧电压参考值为幅值3200V、频率2500Hz的双极性50％占空比方波。高频隔离级的谐振电容为60μH，高频变压器工作频率为2.5kHz，变压器漏感1.6μH。低压直流级母线电容为3mF。负载为1Ω电阻。由仿真结果可见，本发明的控制方法使得电力电子变压器中的模块化多电平变流器、高频变压器与H桥电路工作在串联谐振方式下，H桥电路的各开关均处于零电流关断工作方式。同时，本发明的控制方式能对低压直流电压有效控制。

上述仿真计算结果表明本发明正确可行。以上分析可以推广到高频隔离级与低压直流级的N个单元串联或并联的方式。