电力转换系统、功率模块及半导体器件的制作方法

本发明涉及一种电力转换系统、功率模块及半导体器件，例如涉及逆变器等中的高压侧(high side)电路的通信技术。

背景技术：

在专利文献1中，记载了在功率模块内的不同的两个位置分别设置二极管，基于各二极管的温度特性检测两个位置的温度梯度，由此推算功率半导体元件的寿命的方式。在专利文献2中，记载了在IGBT芯片的栅极与包含该芯片的IGBT模块的栅极端子之间连接内部栅极电阻，利用该内部栅极电阻的温度特性来检测IGBT模块的温度的方式。

专利文献1：日本特开2006-114575号公报

专利文献2：日本特开2000-124781号公报

例如，在将直流电压转换为交流电压的逆变器等中，从高压侧晶体管与低压侧(low side)晶体管的连接端子向负载供电。包含高压侧晶体管的高压侧电路以该连接端子的电压为基准来工作，然而该连接端子的电压根据高压侧晶体管与低压侧晶体管的导通/截止而变动。因此，例如，以固定电压为基准来工作的控制器与以变动电压为基准来工作的高压侧电路之间的通信通常经由光电耦合器或数字隔离器等绝缘元件来进行。但是，这样的绝缘元件的价格高，所以存在导致成本增加的危险。

技术实现要素：

后述的实施方式是鉴于上述问题而提出的，其他的问题和新颖的特征可以通过本说明书的描述以及附图而明确。

采用一个实施方式的电力转换系统具有：控制器，与高压侧电路及低压侧电路进行通信；第一结合电路，包含控制器与高压侧电路之间的布线；第二结合电路，包含控制器与低压侧电路之间的布线。高压侧电路具有：高压侧开关，结合在第一电源端子与负载驱动端子之间，经由负载驱动端子向负载供电；高压侧驱动器，驱动高压侧开关。低压侧电路具有：低压侧开关，结合在基准电源端子与负载驱动端子之间，经由负载驱动端子向负载供电；低压侧驱动器，驱动低压侧开关。第一结合电路具有二极管，所述二极管的正极与来自控制器的布线结合，所述二极管的负极与来自高压侧电路的布线结合。

发明效果

根据所述一实施方式，在电力转换系统中能够实现成本的降低。

附图说明

图1是示出在本发明的实施方式1的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。

图2是示出在图1的电力转换系统中的主要部分的概略的动作例的波形图。

图3的(a)和(b)是图2的补充图，(a)是提取出的从控制器到高压侧控制电路的通信路径的电路图，(b)是提取出的从高压侧控制电路到控制器的通信路径的电路图。

图4是示出在本发明的实施方式2的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。

图5是示出图4中的高压侧开关和低压侧开关各自的概略的配置构成例的俯视图。

图6是示出在图4的电力转换系统中的主要部分的概略的动作例的波形图。

图7的(a)是示出图4中的温度检测电路内的二极管的结构例的剖视图和俯视图，(b)是示出(a)的二极管的耐压特性的一例的图。

图8是示出本发明的实施方式3的半导体器件的概略构成例的电路框图。

图9是示出图8的半导体器件的概略的布局构成例的俯视图。

图10是示出对图9进行了扩展的布局构成例的俯视图。

图11是示出在本发明的实施方式3的功率模块中的概略的封装构成例的俯视图。

图12是示出图11的功率模块的安装方式的一例的概略图。

图13是示出在本发明的实施方式4的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。

图14是示出在图13的电力转换系统中的主要部分的概略的动作例的波形图。

图15是示出在作为本发明的比较例的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。

图16是示出在作为本发明的比较例的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。

图17是示出在作为本发明的比较例的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。

图18的(a)和(b)是示出在本发明的实施方式4的电力转换系统中的作为前提的结合电路的问题的一例的波形图。

图19是示出在本发明的实施方式5的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。

图20是示出图19的温度检测电路的动作时间点的一例的概略图。

图21是示出图19的开关控制电路的构成例的概略图。

其中，附图标记说明如下：

AMP1、AMP2 差动放大电路

AR_HVBK 高电压区域

AR_LVBK 低电压区域

AR_TRMBK 终止区域

BW 键合线

CPL10 光电耦合器

CTLU 控制器

DD1、DD1a、DD1b、DD2 二极管

DS 下拉开关

DVIC1、DVIC2 驱动器IC(半导体器件)

HCC1、HCC2、LCC 结合电路

HCT 高压侧控制电路

HDV 高压侧驱动器

HSU 高压侧电路

HSW 高压侧开关

IS1、IS1a、IS1b、IS2 电流源

LCT 低压侧控制电路

LD 负载

LDV 低压侧驱动器

LF 引线(外部端子)

LSC 电平转换电路

LSU 低压侧电路

LSW 低压侧开关

PCB 布线基板

PD 焊盘(端子)

PKG 封装材料

PMD 功率模块

PN_GND 基准电源端子

PN_OUT 负载驱动端子

PN_VIN 输入电源端子

TChu、TChv、TChw、TClu、TClv、TClw 温度检测电路

TDhu、TDhv、TDhw、TDlu、TDlv、TDlw 温度检测二极管

TRh 高压侧晶体管

TRl 低压侧晶体管

VB 启动电源电压

VCC 电源电压

VIN 输入电源电压

VS 浮动电压

具体实施方式

在以下的实施方式中，为了方便，在必要时会分为多个部分或者实施方式进行说明，然而除非特别明示了的情况以外，这些部分或者实施方式并非彼此无关，而是存在着一者是另一者的一部分或者全部的变形例、详细或补充说明等的关系。另外，在以下的实施方式中，在提及元素的数等(包含个数、数值、数量、范围等)的情况下，除非特别明示了的情况及在原理上明确地被限定为特定的数等的情况以外，并非限定于该特定的数，而是在特定的数以上或以下均可。

进一步地，在以下的实施方式中，其构成元素(也包含元素步骤等)除了特别明示了的情况及在原理上明确地被认为是必要的情况等以外，当然不一定是必要的。同样地，在以下的实施方式中，在提及构成元素等的形状、位置关系等时，除了特别明示了的情况及在原理上明确地被认为并非如此的情况等以外，认为包括与该形状等在实质上近似或者类似的形状等。在这方面，针对上述数值和范围也是同样的。

另外，在实施方式中，使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)(简称为MOS晶体管)来作为MISFET(Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor：金属绝缘体半导体场效应晶体管)的一例，然而不应当排除非氧化膜作为栅极绝缘膜的情况。

以下，基于附图来详细地说明本发明的实施方式。此外，在用于说明实施方式的全部附图中，对相同的构件原则上标注相同的附图标记，并省略重复的说明。

(实施方式1)

电力转换系统的概略构成

图1是示出在本发明的实施方式1的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。图1所示的电力转换系统具有控制器CTLU，高压侧电路HSU，低压侧电路LSU以及结合电路HCC1、HCC2、LCC。结合电路HCC1、HCC2包含控制器CTLU与高压侧电路HSU之间的布线，结合电路LCC包含控制器CTLU与低压侧电路LSU之间的布线。

高压侧电路HSU具有高压侧开关HSW和高压侧控制电路HCT。高压侧开关HSW结合在以基准电源电压GND为基准来供给输入电源电压VIN的输入电源端子PN_VIN与负载驱动端子PN_OUT之间，经由负载驱动端子PN_OUT向负载LD供电。

详细地，高压侧开关HSW具有高压侧晶体管TRh和与高压侧晶体管TRh并联的续流二极管FDh。高压侧晶体管TRh并不特别限定，可以是IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等。高压侧控制电路HCT具有通过高压侧开关信号HO将高压侧开关HSW(具体是指高压侧晶体管TRh)驱动至导通状态或者截止状态的高压侧驱动器HDV，通过高压侧驱动器HDV进行高压侧开关HSW的控制和保护等。

低压侧电路LSU具有低压侧开关LSW和低压侧控制电路LCT。低压侧开关LSW结合在供给基准电源电压GND的基准电源端子PN_GND与负载驱动端子PN_OUT之间，经由负载驱动端子PN_OUT向负载LD供电。详细地，低压侧开关LSW具有低压侧晶体管TRl和与低压侧晶体管TRl并联的续流二极管FDl。低压侧晶体管TRl并不特别限定，可以是IGBT等。

低压侧控制电路LCT具有通过低压侧开关信号LO将低压侧开关LSW(具体是指低压侧晶体管TRl)驱动至导通状态或者截止状态的低压侧驱动器LDV，通过低压侧驱动器LDV进行低压侧开关LSW的控制和保护等。此处，如图1所示，根据情况，有时在负载驱动端子PN_OUT与低压侧控制电路LCT之间设置二极管Ddes。低压侧控制电路LCT经由该二极管Ddes监视低压侧晶体管TRl的发射极-集电极间电压，在基于该监视结果检测到负载LD的短路等的情况下，进行低压侧开关LSW的断开等。

控制器CTLU经由结合电路HCC1、HCC2与高压侧电路HSU进行通信，由此控制高压侧电路HSU。在图1的例子中，结合电路HCC1向控制器CTLU的接收电路RXc传输来自高压侧控制电路HCT的发送电路TXh的信号DOh。与之相反，结合电路HCC2向高压侧控制电路HCT的接收电路RXh传输来自控制器CTLU的发送电路TXc的信号DOc。另外，控制器CTLU经由结合电路LCC与低压侧电路LSU通信，由此控制低压侧电路LSU。

在如这样的构成中，低压侧电路LSU以基准电源电压GND为基准，在电源电压(例如15V等)VCC下工作。另外，在本例中，控制器CTLU也以基准电源电压GND为基准，在电源电压VCC下工作。另一方面，高压侧电路HSU以与负载驱动端子PN_OUT结合的浮动电压VS为基准，在启动电源电压VB下工作。启动电源电压VB是由例如从电源电压VCC向负载驱动端子PN_OUT依次连接的自举二极管Db和自举电容器Cb生成的。

例如，在高压侧开关HSW截止，低压侧开关LSW导通的期间[1]，浮动电压VS成为基准电源电压GND，自举二极管Db正向偏压。其结果是，自举电容器Cb在电源电压VCC下充电，启动电源电压VB等于电源电压VCC。此外，严格地讲，产生了二极管的正向电压降，在本说明书中，除了特别明示的情况以外，忽略如这样的电压降。另外，也忽略伴随各晶体管的导通电阻而产生的电压降。

另一方面，在高压侧开关HSW导通，低压侧开关LSW截止的期间[2]，浮动电压VS成为输入电源电压VIN(例如1200V等)，启动电源电压VB通过期间[1]内的自举电容器Cb的充电电压而变成“VIN+VCC”，自举二极管Db反向偏压。高压侧电路HSU在期间[1]内，在经由自举二极管Db供给的电源电压VCC下工作，在期间[2]内，在自举电容器Cb的充电电压(即电源电压VCC)下工作。

比较例的通信方式

图15是示出在作为本发明的比较例的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。如上所述，控制器CTLU以基准电源电压GND为基准，在电源电压VCC下工作，与此相对，高压侧电路HSU在期间[2]内以输入电源电压VIN为基准，在“VIN+VCC”下工作。因此，在控制器CTLU与高压侧电路HSU之间进行通信的情况下，为了匹配信号电平和防止元件损坏等，例如，必需有如图15所示的绝缘元件。

图15所示的电力转换系统具有例如使光电二极管发光并向光电晶体管流入电流来传输信号的光电耦合器CPL1’、CPL2’以作为绝缘元件。光电耦合器CPL1’将从高压侧控制电路HCT的发送电路TXh’发送出的在启动电源电压VB与浮动电压VS之间演变的信号转换为在电源电压VCC与基准电源电压GND之间演变的信号，并向控制器CTLU的接收电路RXc’传输。与之相反，光电耦合器CPL2’将从控制器CTLU的发送电路TXc’发送出的在电源电压VCC与基准电源电压GND之间演变的信号转换为在启动电源电压VB与浮动电压VS之间演变的信号，并向高压侧控制电路HCT的接收电路RXh’传输。

在本例中，使用了光电耦合器作为绝缘元件，然而也可以使用通过两个线圈的磁耦合来传输信号的数字隔离器等。但是，由于比如光电耦合器或者数字隔离器这样的绝缘元件通常价格很高，所以存在导致电力转换系统的成本增加的危险。另外，若如此价格高的部件是必要的，则增加例如控制器CTLU与高压侧电路HSU之间的通信路径可能会变得困难。

本实施方式1的通信方式

因此，在本实施方式1的电力转换系统中，如图1所示，结合电路HCC1、HCC2分别具有正极与来自控制器CTLU的布线结合、且负极与来自高压侧电路HSU的布线结合的二极管DD1、DD2。二极管DD1、DD2分别是例如具有与输入电源电压VIN(例如1200V等)相应的耐压能力的高耐压二极管。

进一步地，在图1的例子中，结合电路HCC1除了二极管DD1以外，还具有结合在电源电压VCC与二极管DD1的正极之间的电流源IS1。电流源IS1向二极管DD1流入正向的微小的电流。此外，电流源IS1也可以替换成高电阻的电阻元件等。另外，结合电路HCC2除了二极管DD2以外，还具有结合在二极管DD2的负极与负载驱动端子PN_OUT之间的下拉开关DS。下拉开关DS根据例如来自高压侧控制电路HCT的驱动器SDV的开关信号Sds被控制接通/关断。

图2是示出在图1的电力转换系统中的主要部分的概略的动作例的波形图。图3的(a)和图3的(b)是图2的补充图，图3的(a)是提取出的从控制器到高压侧控制电路的通信路径的电路图，图3的(b)是提取出的从高压侧控制电路到控制器的通信路径的电路图。

在图2中，高压侧开关信号HO和低压侧开关信号LO是由‘H’电平和‘L’电平互补地演变而成的信号。高压侧开关信号HO的‘L’电平的电压是浮动电压VS，‘H’电平的电压是浮动电压VS加上电源电压VCC得到的电压“VS+VCC”。低压侧开关信号LO的‘L’电平的电压是基准电源电压GND，‘H’电平的电压是电源电压VCC。另外，在高压侧开关信号HO和低压侧开关信号LO中，以不产生共同导通的期间的方式来设置死区(deadtime)期间。

在时刻t1，伴随着高压侧开关信号HO向‘L’电平(高压侧晶体管TRh截止)的转变，浮动电压VS下降。当浮动电压VS下降到低于基准电源电压GND时，电动机等负载LD的电流路径切换为低压侧开关LSW的续流二极管FDl。然后，经过死区(deadtime)期间，在时刻t2，当低压侧开关信号LO转变为‘H’电平(低压侧晶体管TRl导通)时，浮动电压VS变成基准电源电压GND。

然后，在时刻t3，伴随着低压侧开关信号LO向‘L’电平(低压侧晶体管TRl截止)的转变，浮动电压VS升高。当浮动电压VS升高到高于输入电源电压VIN时，负载LD的电流路径切换为高压侧开关HSW的续流二极管FDh。然后，经过死区(deadtime)期间，在时刻t4，当高压侧开关信号HO转变为‘H’电平(高压侧晶体管TRh导通)时，浮动电压VS变成输入电源电压VIN。以后，在时刻t5～t8，进行与时刻t1～t4同样的动作。

伴随着如这样的浮动电压VS的转变，如图3的(a)和图3的(b)所示，在高压侧控制电路HCT的接收电路RXh和发送电路TXh中，交替地发生以基准电源电压GND为基准工作的期间(图2的时刻t2～t3)和以输入电源电压VIN为基准工作的期间(图2的时刻t4～t5)。在本说明书中，将前者的期间(时刻t2～t3)称为低压侧期间，将后者的期间(时刻t4～t5)称为高压侧期间。此处，假设从控制器CTLU的发送电路TXc向高压侧控制电路HCT的接收电路RXh进行信号传输的情况。

首先，作为低压侧期间(时刻t2～t3)的初始状态，将接收电路RXh的接收节点Nih的电压设置为与浮动电压VS(此处为基准电源电压GND)相等。在这种情况下，来自控制器CTLU的发送电路TXc的‘H’电平(电源电压VCC的电平)的信号DOc经由正向偏压的二极管DD2传输，被接收电路RXh当作‘H’电平(电源电压VCC的电平)的信号DIh接收。另一方面，来自发送电路TXc的‘L’电平(基准电源电压GND的电平)的信号DOc被接收电路RXh当作‘L’电平(基准电源电压GND的电平)的信号DIh接收。

然后，在转变到高压侧期间(时刻t4～t5)时，接收电路RXh的接收节点Nih的电压伴随着与浮动电压VS之间的寄生电容Cp等，追随着浮动电压VS的演变而演变。此时，当接收节点Nih的电压超过发送电路TXc的发送节点Noc的电压时，二极管DD2变为反向偏压，接收节点Nih与发送节点Noc绝缘。由于发送节点Noc的电压不会超过电源电压VCC，所以发送电路TXc中的元件不会发生损坏。

如此，在本实施方式1中，从发送电路TXc经由二极管DD2向接收电路RXh的信号传输在低压侧期间(时刻t2～t3)内进行，在高压侧期间(时刻t4～t5)内不进行。然后，再次转变到低压侧期间(时刻t6～t7)。此处，假如，在其前一个低压侧期间(时刻t2～t3)接收节点Nih的信号DIh是‘H’电平(电源电压VCC的电平)的情况下，在该低压侧期间(时刻t6～t7)可能发生接收节点Nih依然维持‘H’电平这样的事情。在这种情况下，由于二极管DD2变为反向偏压，所以无法传输来自发送电路TXc的‘L’电平(基准电源电压GND的电平)的信号DOc。

因此，如图2所示，作为在低压侧期间(时刻t2～t3、t6～t7)从发送电路TXc向接收电路RXh进行信号传输时的前处理，使用开关信号Sds将下拉开关DS控制在接通状态。在图2的例子中，高压侧控制电路HCT在时刻t1～t2的期间和时刻t5～t6的期间将下拉开关DS控制在接通状态。其结果是，如上所述，作为低压侧期间(时刻t2～t3、t6～t7)的初始状态，能够使接收电路RXh的接收节点Nih的电压等于浮动电压VS(基准电源电压GND)，能够没有问题地进行信号传输。此外，在将下拉开关DS控制在接通状态的期间并不特别限定于图2的例子，例如也可以在时刻t3～t6中的任意的期间，或者，也可以包含从时刻t6开始的较短的期间。

以下，假设从高压侧控制电路HCT的发送电路TXh向控制器CTLU的接收电路RXc进行信号传输的情况。在图3的(b)中，发送电路TXh在低压侧期间(时刻t2～t3)发送‘H’电平(电源电压VCC的电平)或者‘L’电平(基准电源电压GND的电平)的信号DOh。此时，假如，在接收电路RXc的接收节点Nic的电压是基准电源电压GND且信号DOh是‘H’电平的情况下，由于二极管DD1变为反向偏压，所以无法传输信号DOh。

因此，在图3的(b)中，接收节点Nic经由流过微小电流的电流源IS1而与电源电压VCC结合。电流源IS1具有与发送电路TXh的输出电阻相比足够高的电阻值。其结果是，接收电路RXc在信号DOh是‘H’电平的情况下，能够将该信号DOh当作‘H’电平的信号DIc接收。另外，‘L’电平的信号DOh经由正向偏压的二极管DD1被传输至接收节点Nic，接收电路RXc能够将该信号当作‘L’电平的信号DIc接收。此外，如上所述，电流源IS1也可以是高电阻的电阻元件等。

然后，转变到高压侧期间(时刻t4～t5)。伴随着转变到高压侧期间(时刻t4～t5)，发送节点Noh的电压通过与图3的(a)的情况同样的寄生电容Cp或者输出动作中的发送电路TXh，追随着浮动电压VS的演变而演变。此时，当发送节点Noh的电压超过接收节点Nic的电压(电源电压VCC)时，二极管DD1变为反向偏压，发送节点Noh与接收节点Nic绝缘。由于接收节点Nic的电压被固定在电源电压VCC，所以接收电路RXc中的元件不发生损坏。

然后，再次转变到低压侧期间(时刻t6～t7)，进行与低压侧期间(时刻t2～t3)同样的动作。如此，在本实施方式1中，从发送电路TXh经由二极管DD1到接收电路RXc的信号传输也是在低压侧期间内进行，在高压侧期间内不进行。

如以上所述，在本实施方式1的电力转换系统中，使用二极管DD1、DD2进行控制器CTLU与高压侧电路HSU之间的通信。因此，不使用如图15所示那样的价格高的绝缘元件，就能够进行该高压侧电路HSU的通信，作为代表性效果能够实现成本的降低等。另外，其结果是，也能够容易地增加控制器CTLU与高压侧电路HSU之间的通信路径。

此外，此处，为了简化说明，以在‘H’电平与‘L’电平之间转变的数字信号的通信为例。但是，根据上述的构成和动作可知，实施方式1的通信方式也能够同样地应用于具有‘H’电平与‘L’电平之间的任意值的模拟信号的通信。针对涉及模拟信号的通信的具体例子，在实施方式2等后述。

实施方式2

电力转换系统的概略构成(应用例[1])

图4是示出在本发明的实施方式2的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。图4所示的电力转换系统具有逆变器IVU和控制该逆变器IVU的各种控制电路，该逆变器IVU具有三相(u相、v相、w相)的高压侧开关HSWu、HSWv、HSWw和低压侧开关LSWu、LSWv、LSWw。逆变器IVU以基准电源电压GND为基准供给输入电源电压VIN(例如600V等)。逆变器IVU通过例如PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制，在三相的负载驱动端子PN_OUTu、PN_OUTv、PN_OUTw生成三相的交流电压(浮动电压)VSu、VSv、VSw，由此向电动机等负载LD供电。

在各种控制电路中包含进行三相的高压侧开关HSWu、HSWv、HSWw的控制和保护等的高压侧控制电路HCTu、HCTv、HCTw以及进行三相的低压侧开关LSWu、LSWv、LSWw的控制和保护等的低压侧控制电路LCTu、LCTv、LCTw。进一步地，在各种控制电路中包含控制器CTLU，作为绝缘元件的光电耦合器CPL10，三相的高压侧的温度检测电路TChu、TChv、TChw以及三相的低压侧的温度检测电路TClu、TClv、TClw。

控制器CTLU并不特别限定，在此处由微型控制器(MCU：Micro Control Unit)等构成。控制器CTLU被供给电源电压VDD(例如5V等)和基准电源电压GND，并具有模拟数字转换器ADC1、ADC2和通过处理器的程序处理等而被安装的保护电路PRCc。控制器CTLU从IO端子IO1发送高压侧开关HSWu(高压侧晶体管TRhu)的导通/截止信号(例如PWM信号)，从IO端子IO2发送低压侧开关LSWu(低压侧晶体管TRlu)的导通/截止信号(例如PWM信号)。

低压侧控制电路LCTu根据来自控制器CTLU的低压侧开关LSWu的导通/截止信号，经由内部的低压侧驱动器(未图示)来驱动低压侧晶体管TRlu。此处，低压侧控制电路LCTu在例如15V等的电源电压VCC下工作。因此，更加详细地，例如，低压侧控制电路LCTu具有将电源电压VDD(例如5V)的信号转换为电源电源VCC(例如15V)的信号的电平转换电路。如这样的电压电平的转换能够利用例如由具有与电源电压VCC相应的耐压能力的元件构成的一般的电平转换电路来实现。

另一方面，为了从控制器CTLU向高压侧控制电路HCTu传输导通/截止信号，必需有绝缘元件。即，在使用实施方式1中描述的通信方式的情况下，由于通信期间受限，不适于导通/截止信号的传输。因此，光电耦合器CPL10将控制器CTLU的输出信号的电压电平(电源电压VDD-基准电源电压GND的电平)转换为高压侧控制电路HCTu的输入信号的电压电平(启动电源电压VB-浮动电压VSu的电平)。图示省略，关于从控制器CTLU向v相的各控制电路(HCTv、LCTv)和w相的各控制电路(HCTw、LCTw)的导通/截止信号的传输，也与u相的情况同样地进行。

高压侧开关HSWu具有与高压侧开关HSWu(具体地例如高压侧晶体管TRhu)形成于相同的半导体芯片，并检测高压侧开关HSWu的温度的温度检测二极管TDhu。同样地，高压侧开关HSWv、HSWw也分别具有温度检测二极管TDhv、TDhw。另外，低压侧开关LSWu具有与低压侧开关LSWu(具体地例如低压侧晶体管TRlu)形成于相同的半导体芯片，并检测低压侧开关LSWu的温度的温度检测二极管TDlu。同样地，低压侧开关LSWv，LSWw也分别具有温度检测二极管TDlv、TDlw。

图5是示出图4的高压侧开关及低压侧开关各自的概略的配置构成例的俯视图。在图5中，高压侧开关HSW由两个半导体芯片CHP1、CHP2构成。在半导体芯片CHP1形成高压侧晶体管TRh和温度检测二极管TDh。在半导体芯片CHP2形成例如FRD(Fast Recovery Diode：快速恢复二极管)等续流二极管FDh。

在图5的例子中，高压侧晶体管TRh由IGBT构成，在半导体芯片CHP1的主面形成发射极EP和栅极GP，在半导体芯片CHP1的背面(未图示)形成集电极CP。温度检测二极管TDh是通过将例如pn结的扩散层等形成在与半导体芯片CHP1的主面侧的IGBT接近的区域等方式构成的。在半导体芯片CHP1的主面形成与该p型的扩散层结合的正极AP和与该n型的扩散层结合的负极KP。此处，以高压侧开关HSW为例进行了说明，然而关于低压侧开关LSW也是同样。

在图4中，温度检测电路TChu是与图1的结合电路HCC1对应的电路。温度检测电路TChu具有两个二极管DD1a、DD1b，两个电流源IS1a、IS1b以及差动放大电路AMP1。二极管DD1a的负极与温度检测二极管TDhu的正极结合，二极管DD1b的负极与温度检测二极管TDhu的负极结合。另外，温度检测二极管TDhu的负极也与负载驱动端子PN_OUTu(浮动电压VSu)结合。

电流源IS1a结合在电源电压VDD与二极管DD1a的正极之间，经由二极管DD1a向温度检测二极管TDhu流出正向的电流。电流源IS1b结合在电源电压VDD与二极管DD1b的正极之间，向二极管DD1b流出正向的电流。差动放大电路AMP1检测二极管DD1a的正极与二极管DD1b的正极之间的差动电压，将该检测结果发送至控制器CTLU的模拟数字转换器ADC1。图示省略，关于温度检测电路TChv、TChw的详细情况，与温度检测电路TChu是同样的。

另一方面，温度检测电路TClu是与图1的结合电路LCC对应的电路。温度检测电路TClu具有电流源IS2和差动放大电路AMP2。电流源IS2结合在电源电压VDD与温度检测二极管TDlu的正极之间，并向温度检测二极管TDlu流出正向的电流。温度检测二极管TDlu的负极与基准电源端子PN_GND(基准电源电压GND)结合。差动电路AMP2检测温度检测二极管TDlu的正极与负极之间的差动电压，并将该检测结果发送至控制器CTLU的模拟数字转换器ADC2。图示省略，关于温度检测电路TClv、TClw的详细情况，与温度检测电路TClu同样。

电力转换系统的概略动作(应用例[1])

图6是示出在图4的电力转换系统中的主要部分的概略的动作例的波形图。此处，以图4中的u相的动作为例进行说明，然而关于v相和w相也是同样。在图6的期间T1内，作为低压侧晶体管TRlu的栅极输入的低压侧开关信号LOu是‘H’电平，作为高压侧晶体管TRhu的栅极输入的高压侧开关信号HOu是‘L’电平。该期间T1成为在实施方式1中描述的低压侧期间。在期间T1内，来自电流源IS1a的电流经由正向偏压的二极管DD1a流向温度检测二极管TDhu，来自电流源IS1b的电流流过正向偏压的二极管DD1b。

此时，在温度检测二极管TDhu中产生与温度相关(具体地，具有负的温度特性)的正向电压，在温度检测二极管TDhu的正极，生成以浮动电压VSu为基准且根据该正向电压的温度电压信号TOHu。来自电流源IS1a、IS1b的电流值是相同的值，然而并不特别限定，例如是小于1mA的值。差动放大电路AMP1在该低压侧期间经由二极管DD1a、DD1b来检测温度检测二极管TDhu的正向电压。

具体地，向差动放大电路AMP1输入温度电压信号TOHu加上二极管DD1a的正向电压而得到的电压值以及浮动电压VSu加上二极管DD2a的正向电压(与二极管DD1a相同的值)而得到的电压值。差动放大电路AMP1对该输入电压进行差动放大，并将作为放大结果的温度电压信号TIHu发送至控制器CTLU。控制器CTLU用模拟数字转换器ADC1将该温度电压信号TIHu转换为数字值，使用保护电路PRCc，将该转换为数字值的温度电压信号TIHu与预先决定的判断电压Vjdg相比较。在期间T1内，由于温度电压信号TIHu的电压电平高于判断电压Vjdg，所以保护电路PRCc判断为正常温度。

在期间T2内，低压侧开关信号LOu是‘L’电平，高压侧开关信号HOu是‘H’电平。该期间T2成为在实施方式1中描述的高压侧期间。在期间T2内，由于二极管DD1a、DD1b反向偏压，温度检测二极管TDhu不进行温度检测。

接着，在期间T3内，再次变成低压侧期间。在图6的例子中，在期间T3内，温度检测二极管TDhu变成异常的高温状态，与此伴随地，温度电压信号TIHu的电压电平变得低于判断电压Vjdg。其结果是，保护电路PRCc判断为异常温度，在期间T4内，例如，经由IO端子IO1执行保护动作，即将本来是‘H’电平的高压侧开关信号HOu固定在‘L’电平。

其结果是，由于电流不流过高压侧晶体管TRhu，所以温度检测二极管TDhu接近正常温度。在期间T5内，控制器CTLU再次执行低压侧期间的动作，来确认温度检测二极管TDhu返回到了正常温度。相应于此，控制器CTLU恢复到通常动作。此外，虽然并不特别限定，但此处的低压侧开关信号LOu和高压侧开关信号HOu的开关频率fsw是10kHz等。

高耐压二极管的结构

图7的(a)是示出图4中的温度检测电路内的二极管的结构例的剖视图和俯视图，图7的(b)是示出图7的(a)的二极管中的耐压特性的一例的图。在图7的(a)中示出二极管的俯视图和该俯视图的A-A’之间的剖视图。图7的(a)所示的二极管DD由MOS晶体管的寄生二极管构成。

具体地，在图7的(a)中，在p－型的半导体衬底SUB上形成作为n－型的外延层的漂移层LDR。该漂移层LDR被以从主面(换言之，元件形成面)侧与半导体衬底SUB连结的方式延伸的p型的扩散层DF2和p型的隔离层IDF隔离。在p型的扩散层DF2的主面侧配置比p型的杂质浓度更高的p+型的扩散层DF1。另外，在扩散层DF2的主面侧，在扩散层DF1与漂移层LDR之间的区域配置比n－型的杂质浓度高的n+型的源极扩散层SO。扩散层DF1和源极扩散层SO与由接触层或金属层形成的正极AE结合。

在源极扩散层SO与漂移层LDR之间，在扩散层DF2的上方隔着栅极绝缘膜GOX配置由多晶硅等构成的栅极层GT。该源极扩散层SO与漂移层LDR之间的栅极绝缘膜GOX的正下方的区域是沟道区域。栅极层GT与由接触层或金属层形成的栅极GE结合。另外，栅极GE与正极AE结合。

在漂移层LDR的主面侧，在靠近隔离层IDF的一侧配置n+型的漏极扩散层DR。漏极扩散层DR与由接触层或金属层形成的负极KE结合。在漂移层LDR的上方形成绝缘膜ISL，在绝缘膜ISL的上方配置由多晶硅等构成的场板FP。在半导体衬底SUB上且位于漏极扩散层DR的下方的部分配置n+型的埋入层BDF1，在隔着隔离层IDF与埋入层BDF1相向的一侧配置n+型的埋入层BDF2。

如此，在图7的(a)中示出了：以源极扩散层SO作为源极，以漂移层LDR和漏极扩散层DR作为漏极的MOS晶体管中，将栅极-源极间短路的结构。其结果是，该MOS晶体管平常处于截止状态，并发挥以p+型的扩散层DF1和p型的扩散层DF2作为正极，n－型的漂移层LDR及n+型的漏极扩散层DR作为负极的寄生二极管(或者体二极管)的功能。

另外，该MOS晶体管(寄生二极管)具有漂移层LDR，因此具有高耐压能力。场板FP虽然省略了图示，然而场板FP的靠近正极AE侧的一端与正极AE结合，靠近负极KE侧的一端与负极KE结合，成为一边在该负极KE与正极AE之间曲折蜿蜒一边连接而成的一条线。其结果是，场板FP的电压从靠近负极KE的一侧向靠近正极AE的一侧阶段性地下降。通过具有如这样的电压梯度，能够使形成于漂移层LDR的耗尽层的扩散变得均匀等。

图7的(a)所示的二极管DD如图7的(b)所示那样，具有超过逆变器IVU的动作保证电压(例如，600V等的输入电源电压VIN)的击穿电压。如图7的(b)所示，二极管DD只要是具有超过逆变器IVU的动作保证电压的击穿电压的结构即可，并不特别限定于如图7的(a)所示的结构例，也能够使用通用的分立部件等。

本实施方式2的主要效果

图16及图17是示出在作为本发明的比较例的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。图16所示的电力转换系统与图4的构成例相比较，高压侧的温度检测电路TChu’、TChv’、TChw’的电路方式不同。例如，温度检测电路TChu’具有光电耦合器CPL1’，并将来自温度检测二极管TDhu的温度电压信号TOHu经由光电耦合器CPL1’发送至控制器CTLU。在使用如这样的方式的情况下，由于需要在温度检测电路TChu’、TChv’、TChw’中分别设置光电耦合器等价格高的绝缘元件，所以如在实施方式1中所描述的那样，存在导致成本增加的危险。

另一方面，图17所示的电力转换系统与图4的构成例相比较，高压侧开关HSWu’、HSWv’、HSWw’及低压侧开关LSWu’、LSWv’、LSWw’和温度检测电路TChu”、TChv”、TChw”、TClu”、TClv”、TClw”的构成不同。各高压侧开关和各低压侧开关的温度检测电路不具有温度检测二极管，各温度检测电路具有热敏电阻来代替温度检测二极管。

例如，u相的高压侧的温度检测电路TChu”具有热敏电阻THhu，并将基于热敏电阻THhu的温度检测信号发送至控制器CTLU。同样地，u相的低压侧的温度检测电路TClu”具有热敏电阻THlu，将基于热敏电阻THlu的温度检测信号发送至控制器CTLU。热敏电阻THhu由与高压侧晶体管TRhu的半导体芯片(图5的CHP1)不同的部件构成，例如，与该半导体芯片接近地配置。同样地，热敏电阻THlu由与低压侧晶体管TRlu的半导体芯片不同的部件构成，例如，与该半导体芯片接近地配置。

在使用如这样的方式的情况下，由于热敏电阻THhu设于高压侧晶体管TRhu的外部，所以能够在与高压侧晶体管TRhu不同的电源电压(例如，电源电压VDD及基准电源电压GND)下工作。其结果是，不需要如图16那种情况的绝缘元件，可谋求降低成本。但是，由于热敏电阻THhu与高压侧晶体管TRh是分开的部件，所以基于热敏电阻THhu的温度检测结果与高压侧晶体管TRh的实际的温度之间存在差异，另外对瞬间的温度变化的响应性也降低。在如这样的情况下，例如，需要在散热设计等中确保有超额余量。

因此，若使用本实施方式2的方式，则能够解决利用图16及图17描述的问题，能够以低成本且足够高的精度实现温度检测。具体地，根据例如能够取代价格高的绝缘元件而经由廉价的二极管传输温度检测结果和/或能够避免散热设计等中的超额余量等，可以实现降低成本。

(实施方式3)

驱动器IC(Integrated Circuit：集成电路)的概略构成及概略动作

图8是示出本发明的实施方式3的半导体器件的概略构成例的电路框图。图8所示的驱动器IC(半导体器件)DVIC1是例如将图4中的一个相(例如u相)的高压侧控制电路(HCTu)、低压侧控制电路(LCTu)及温度检测电路(TChu，TClu)安装于一个半导体芯片的结构。

该驱动器IC(DVIC1)由一个半导体芯片构成；并具有多个焊盘(端子)PD，信号处理电路LGC，自举电路BSC，电平转换电路LSC，高压侧控制电路HCT，低压侧控制电路LCT，温度检测电路TCh、TCl。另外，此处，示出不仅包含驱动器IC(DVIC1)，而且还包含设于其外部的高压侧开关HSW、低压侧开关LSW、自举电容器Cb及负载LD的构成例。

高压侧开关HSW被结合在输入电源端子PN_VIN与负载驱动端子PN_OUT之间，低压侧开关LSW被结合在负载驱动端子PN_OUT与基准电源端子PN_GND之间。以基准电源端子PN_GND的基准电源电压GND为基准(0V)，将例如600V等的输入电源电压VIN供给至输入电源端子PN_VIN。另外，负载驱动端子PN_OUT与浮动电压VS结合，如上所述，浮动电压VS在基准电源电压GND与输入电源电压VIN之间演变。

在驱动器IC(DVIC1)中，焊盘PD(VCC)是被供给电源电压VCC的电源端子。例如，电源电压VCC是以基准电源电压GND为基准的15V等。焊盘PD(HIN)是接收来自未图示的控制器CTLU的高压侧的导通/截止信号HIN的端子。焊盘PD(TIH)是向控制器CTLU发送来自温度检测电路TCh的温度电压信号TIH的端子。焊盘PD(LIN)是接收来自控制器CTLU的低压侧的导通/截止信号LIN的端子。焊盘PD(TIL)是向控制器CTLU发送来自温度检测电路TCl的温度电压信号TIL的端子。

焊盘PD(VB)是供给启动电源电压VB的电源端子。如利用图1描述的那样，启动电源电压VB是浮动电压VS加上电源电压VCC得到的电压。焊盘PD(HO)是向高压侧开关HSW发送高压侧开关信号HO的端子。焊盘PD(VS)是与浮动电压VS结合的负载驱动端子。自举电容器Cb被结合在焊盘PD(VB)与焊盘PD(VS)之间。

焊盘PD(TOH)是接收来自高压侧开关HSW的温度检测二极管TDh的温度电压信号TOH的端子。焊盘PD(LO)是向低压侧开关LSW发送低压侧开关信号LO的端子。焊盘PD(GND)是供给基准电源电压GND的基准电源端子。焊盘PD(TOL)是接收来自低压侧开关LSW的温度检测二极管TDl的温度电压信号TOL的端子。

信号处理电路LGC具有高压侧输入缓冲器IBFh、低压侧输入缓冲器IBFl、脉冲发生电路PGEN和延迟电路DLY。高压侧输入缓冲器IBFh将由焊盘PD(HIN)接收到的高压侧的导通/截止信号HIN转换为电源电压VCC电平的信号，并将该转换后的信号输出至脉冲发生电路PGEN。低压侧输入缓冲器IBFl将由焊盘PD(LIN)接收到的低压侧的导通/截止信号LIN转换为电源电压VCC电平的信号，并将该转换后的信号输出至延迟电路DLY。输入缓冲器IBFh、IBFl分别由例如用于去除输入噪声的施密特触发器电路等构成。

脉冲发生电路PGEN和延迟电路DLY以基准电源电压GND为基准在电源电压VCC下工作。脉冲发生电路PGEN接受高压侧输入缓冲器IBFh的输出信号，利用其上升沿及下降沿中的一者生成设置信号ST，利用另一者生成复位信号RT。设置信号ST和复位信号RT分别是例如单触发脉冲信号。延迟电路DLY对低压侧输入缓冲器IBFl的输出信号加上作为死区(deadtime)期间的延迟，并输出延迟后的低压侧的导通/截止信号LINd。

高压侧控制电路HCT具有高压侧驱动器HDV、SR闩锁电路SRLT和高压侧低电压检测电路UVLOh，它们以浮动电压VS为基准在启动电源电压VB下工作。高压侧驱动器HDV由以SR闩锁电路SRLT的输出信号(Q)作为输入的CMOS逆变器等构成，并向焊盘PD(HO)发送高压侧开关信号HO，由此驱动高压侧晶体管TRh。

SR闩锁电路SRLT根据设置输入(S)和复位输入(R)，经由高压侧驱动器HDV来控制高压侧开关信号HO。具体地，SR闩锁电路SRLT根据设置输入(S)将高压侧开关信号HO控制在启动电源电压VB电平，根据复位输入(R)将高压侧开关信号HO控制在浮动电压VS电平。高压侧低电压检测电路UVLOh在以浮动电压VS为基准的启动电源电压VB的值未达到规定的电压值的情况下，向SR闩锁电路SRLT进行复位输入(R)。其结果是，高压侧晶体管TRh被固定在截止状态直到启动电源电压VB的值达到规定的电压值为止。

电平转换电路LSC具有两个NMOS晶体管(称为电平转换MOS)MN1、MN2，两个电阻R1、R2。电平转换MOS(MN1、MN2)的源极一起与基准电源电压GND结合，漏极分别经由电阻R1、R2来与启动电源电压VB结合。如此，由于以基准电源电压GND为基准向电平转换MOS(MN1、MN2)的源极-漏极间施加启动电源电压VB，所以电平转换MOS(MN1、MN2)必需是高耐压元件。

电平转换MOS(MN2)根据设置信号ST来向电阻R2流出规定的脉冲电流，由此将设置信号ST的电压电平转换为适合于SR闩锁电路SRLT的设置输入(S)的电压电平。同样地，电平转换MOS(MN1)根据复位信号RT向电阻R1流出规定的脉冲电流，由此将复位信号RT的电压电平转换为适合于SR闩锁电路SRLT的复位输入(R)的电压电平。如此，电平转换电路LSC是承担与利用图4描述了的绝缘元件(在图4的例子中是光电耦合器CPL10)同样的功能的电路，并将以基准电源电压GND为基准的信号转换为以浮动电压VS为基准的信号。

低压侧控制电路LCT具有低压侧驱动器LDV和包含低压侧低电压检测电路UVLOl的保护电路PRCd，它们以基准电源电压GND为基准在电源电压VCC下工作。低压侧驱动器LDV由以保护电路PRCd的输出信号作为输入的CMOS逆变器等构成，向焊盘PD(LO)发送低压侧开关信号LO，由此驱动低压侧晶体管TRl。

低压侧低电压检测电路UVLOl在电源电压VCC的值未达到规定的电压值的情况下，经由低压侧驱动器LDV将低压侧开关信号LO控制在基准电源电压GND电平。其结果是，低压侧晶体管TRl被固定在截止状态，直到电源电压VCC的值达到规定的电压值为止。另外，低压侧低电压检测电路UVLOl在电源电压VCC的值未达到规定的电压值的情况下，向脉冲发生电路PGEN发出通知。脉冲发生电路PGEN接受该通知并至少停止生成设置信号ST，其结果是，高压侧晶体管TRh被固定在截止状态，直到电源电压VCC的值达到规定的电压值为止。

此外，保护电路PRCd以如这样的由低压侧低电压检测电路UVLOl进行的保护和经由如利用图1描述的那样的二极管Ddes检测出的负载短路时的保护等为代表，对低压侧晶体管TRl进行各种保护。保护电路PRCd在不需要进行与如这样的异常相伴随的保护的期间，将延迟电路DLY的输出信号输出至低压侧驱动器LDV。

自举电路BSC具有与利用图1描述了的自举二极管Db等效的结构，对自举电容器Cb进行适当充电，以使自举电容器Cb的充电电压能够维持电源电压VCC。温度检测电路TCl与图4的情况同样地，具有电流源IS2和差动放大电路AMP2。向电流源IS2和差动放大电路AMP2供给电源电压VCC。差动放大电路AMP2的输入节点与焊盘PD(TOL)和焊盘PD(GND)分别结合，输出节点与焊盘PD(TIL)结合。

温度检测电路TCh也与图4的情况同样地，具有二极管DD1a、DD1b，电流源IS1a、IS1b及差动放大电路AMP1。向电流源IS1a、IS1b和差动放大电路AMP1供给电源电压VCC。二极管DD1a的负极与焊盘PD(TOH)结合，二极管DD1b的负极与焊盘PD(VS)结合。另外，差动放大电路AMP1的输出节点与焊盘PD(TIH)结合。此外，虽然图示省略，但是，例如也可以在焊盘PD(TIH)及焊盘PD(TIL)的前级设置将电源电压VCC(例如15V)电平的信号转换为电源电压VDD(例如5V)电平的信号的电平转换电路。

驱动器IC(半导体器件)的概略布局构成

图9是示出图8的半导体器件的概略的布局构成例的俯视图。图8所示的半导体器件(驱动器IC)DVIC1由一个半导体芯片构成，在该半导体芯片上形成终止区域AR_TRMBK、低电压区域AR_LVBK和高电压区域AR_HVBK。终止区域AR_TRMBK具有环状的形状，该终止区域AR_TRMBK是将电源电压VCC下的工作电路与启动电源电压VB下的工作电路隔离及结合的区域。

在终止区域AR_TRMBK形成图8的终止部TRMBK所示的各电路。具体地，在终止区域AR_TRMBK设置电平转换MOS(MN1)的区域AR_MN1、电平转换MOS(MN2)的区域AR_MN2、二极管DD1a的区域AR_DD1a和二极管DD1b的区域AR_DD1b。在终止区域AR_TRMBK形成例如在源极-漏极间(或者正极-负极间)具有300V以上的耐压能力的，最好是具有600V以上的耐压能力的晶体管(或者二极管)。

低电压区域AR_LVBK设于终止区域AR_TRMBK的外侧，并形成以基准电源电压GND为基准在电源电压VCC下的工作电路。具体地，在低电压区域AR_LVBK形成图8的信号处理电路LGC、低压侧控制电路LCT、低压侧的温度检测电路TCl以及高压侧的温度检测电路TCh内的电流源IS1a、IS1b和差动放大电路AMP1。高电压区域AR_HVBK设于终止区域AR_TRMBK的内侧，并形成以浮动电压VS为基准在启动电源电压VB下的工作电路。具体地，在高电压区域AR_HVBK，如图1的高电压电路部HVBK所示，形成高压侧控制电路HCT和电平转换电路LSC内的电阻R1、R2。

在区域AR_DD1a、AR_DD1b分别形成的二极管DD1a、DD1b能够使用例如上述的图7的(a)的结构。在这种情况下，例如图9的区域AR_DD1a的平面结构与A-A’间的截面结构变成如图7的(a)所示那样的结构。图7的(a)的俯视图所示的p型的隔离层IDF变成图9的区域AR_DD1a的边界部分。另外，图7的(a)所示的n+型的埋入层BDF2变成在图9的高电压区域AR_HVBK的整面延伸并被供给启动电源电压VB的层。

分别形成于区域AR_MN1、AR_MN2的电平转换MOS(MN1、MN2)也能够使用与图7的(a)的情况大致同样的结构。即，虽然图7的(a)的二极管DD如上所述使MOS晶体管的栅极-源极间短路从而使用了该MOS晶体管的寄生二极管，但是电平转换MOS(MN1、MN2)只要是将该MOS晶体管作为MOS晶体管使用即可。

图10是示出对图9进行了扩展的布局构成例的俯视图。图9所示的驱动器IC(DVIC1)是将图4中的一个相(例如u相)的各电路安装于一个半导体芯片的结构，但是，如图10所示，同样地，针对剩余的二个相(v相和w相)的各电路，也能够安装于相同的半导体芯片。图10所示的半导体器件(驱动器IC)DVIC2由一个半导体芯片构成，在该半导体芯片形成三个相的终止区域AR_TRMBK(u、v、w)、低电压区域AR_LVBK(u、v、w)，和高电压区域AR_HVBK(u、v、w)。

功率模块的构成

图11是示出在本发明的实施方式3的功率模块中的概略的封装构成例的俯视图。图11所示的功率模块PMD由一个封装构成，例如，玻璃环氧基板等布线基板PCB、引线框LF1～LF4以及作为外部端子的多个外部引线LF是由环氧树脂等封装材料PKG进行了封装的结构。

在布线基板PCB安装如图10所示的驱动器IC(半导体器件)DVIC2。在多个外部引线LF中包含输入电源端子PN_VIN、三相的负载驱动端子PN_OUT(u、v、w)以及基准电源端子PN_GND。除此之外，在多个外部引线LF中包含电源端子PN_VCC、三相的高压侧信号端子PN_HIN(u、v、w)及低压侧信号端子PN_LIN(u、v、w)、三相的高压侧温度端子PN_TIH(u、v、w)及低压侧温度端子PN_TIL(u、v、w)。

电源端子PN_VCC与图8的焊盘PD(VCC)结合。高压侧信号端子PN_HIN(u、v、w)在设有三个相的图8的焊盘PD(HIN)时，与各自的焊盘结合，低压侧信号端子PN_LIN(u、v、w)在设有三个相的焊盘PD(LIN)时，与各自的焊盘结合。高压侧温度端子PN_TIH(u、v、w)是在设有三个相的图8的焊盘PD(TIH)时，与各自的焊盘结合，并经由温度检测电路(结合电路)TCh在与高压侧开关HSW之间进行通信的端子。同样地，低压侧温度端子PN_TIL(u、v、w)是在设有三个相的焊盘PD(TIL)时，与各自的焊盘结合，并经由温度检测电路(结合电路)TCl在与低压侧开关LSW之间进行通信的端子。

引线框LF1与输入电源端子PN_VIN一体形成，并安装3个高压侧晶体管TRhu、TRhv、TRhw和3个续流二极管FDhu、FDhv、FDhw。引线框LF2与负载驱动端子PN_OUTu一体形成，并安装低压侧晶体管TRlu和续流二极管FDlu。引线框LF3与负载驱动端子PN_OUTv一体形成，并安装低压侧晶体管TRlv和续流二极管FDlv。引线框LF4与负载驱动端子PN_OUTw一体形成，并安装低压侧晶体管TRlw和续流二极管FDlw。

如图5所示，3个高压侧晶体管TRhu、TRhv、TRhw和3个低压侧晶体管TRlu、TRlv、TRlw分别具有以向引线框安装的安装面(即背面)作为集电极CP，在正面配置有发射极EP和栅极GP的纵型的器件结构。进一步地，在该正面也配置温度检测二极管TD的正极AP和负极KP。另外，6个续流二极管FDhu、FDhv、FDhw、FDlu、FDlv、FDlw分别具有以向引线框安装的安装面(即背面)作为负极，在正面配置有正极的纵型的器件结构。

配置于高压侧晶体管TRhu的发射极EP和负极KP、续流二极管FDhu的正极经由键合线BW与负载驱动端子PN_OUTu结合。同样地，配置于高压侧晶体管TRhv的各电极(EP、KP)、续流二极管FDhv的正极与负载驱动端子PN_OUTv结合，配置于高压侧晶体管TRhw的各电极(EP、KP)、续流二极管FDhw的正极与负载驱动端子PN_OUTw结合。

配置于低压侧晶体管TRlu的发射极EP及负极KP、续流二极管FDlu的正极经由键合线BW与基准电源端子PN_GND结合。同样地，形成于低压侧晶体管TRlv的各电极(EP、KP)、续流二极管FDlv的正极与基准电源端子PN_GND结合，形成于低压侧晶体管TRlw的各电极(EP、KP)、续流二极管FDlw的正极与基准电源端子PN_GND结合。

分别与负载驱动端子PN_OUTu、PN_OUTv、PN_OUTw结合的3条键合线BW与布线基板PCB结合，经由布线基板PCB上的3条布线LN分别与驱动器IC(DVIC2)结合。该3条布线LN分别是传输浮动电压VSu、VSv、VSw布线。与基准电源端子PN_GND结合的键合线BW与布线基板PCB结合，经由布线基板PCB上的布线LN与驱动器IC(DVIC2)结合。该布线LN是传输基准电压GND的布线。

分别配置于高压侧晶体管TRhu、TRhv、TRhw的3个栅极GP经由3条键合线BW与布线基板PCB结合，经由布线基板PCB上的3条布线LN分别与驱动器IC(DVIC2)结合。该3条布线LN分别是传输高压侧开关信号HOu、HOv、HOw的布线。分别配置于低压侧晶体管TRlu、TRlv、TRlw的3个栅极GP经由3条键合线BW与布线基板PCB结合，经由布线基板PCB上的3条布线LN分别与驱动器IC(DVIC2)结合。该3条布线LN分别是传输低压侧开关信号LOu、LOv、LOw的布线。

分别配置于高压侧晶体管TRhu、TRhv、TRhw的3个正极AP经由3条键合线BW与布线基板PCB结合，经由布线基板PCB上的3条布线LN分别与驱动器IC(DVIC2)结合。该3条布线LN分别是传输温度电压信号TOHu、TOHv、TOHw的布线。分别配置于低压侧晶体管TRlu、TRlv、TRlw的3个正极AP经由3条键合线BW与布线基板PCB结合，经由布线基板PCB上的3条布线LN分别与驱动器IC(DVIC2)结合。该3条布线LN分别是传输温度电压信号TOLu、TOLv、TOLw的布线。

本实施方式3的主要效果

图12是示出图11的功率模块的安装方式的一例的概略图。如图12所示，功率模块PMD例如是安装于作为电力转换系统的构成部件的布线基板BD。在与该基板安装面相向的面通过树脂膏RP安装着散热器HSK等散热部件。如这样的安装，例如，由组装厂商等进行。

此时，例如，在使用了如图16所示的方式的情况下，由于难以将光电耦合器CPL1’等绝缘元件安装于功率模块PMD，所以组装厂商需要在布线基板BD上另行安装包含如这样的绝缘元件的温度检测电路TChu’、TChv’、TChw’。另外，在使用了如图17所示的方式的情况下，如上所述，温度检测电路(TChu”、TChv”、TChw”)的精度降低。于是，组装厂商在进行散热设计时，为了弥补这种精度的降低，需要确保超额余量(降额(derating))。具体地，例如，需要将图12的散热器HSK等的特性设计为超过本来需要的程度。

另一方面，若使用本实施方式3的方式，如图11等所示，则将逆变器及其各控制电路安装于一个功率模块PMD，由此与将各晶体管和电路等作为单个部件安装于布线基板BD的情况相比，能够削减布线基板BD的安装部件数。特别是，能够从布线基板BD的安装部件中删除如图16所示的包含绝缘元件的温度检测电路TChu’、TChv’、TChw’，并且，也能够通过图8的电平转换电路LSC来删除相当于光电耦合器CPL10的绝缘元件。其结果是，能够实现降低成本和使电力转换系统变得小型等。进一步地，能够优化散热器HSK等的特性，根据这一点也能够实现降低成本和使电力转换系统变得小型等。

(实施方式4)

电力转换系统的概略构成(应用例[2])

图13是示出在本发明的实施方式4的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。图13所示的电力转换系统是向图4的构成例进一步地加入了结合电路HCC2u、HCC2v、HCC2w的结构。结合电路HCC2u、HCC2v、HCC2w与图1所示的结合电路HCC2对应。

例如，结合电路HCC2u除了具有与图1的情况同样的二极管DD2和下拉开关DS，还具有电容器C2和缓冲器电路BF。下拉开关DS例如由NMOS晶体管等构成，虽然省略了图示，但该下拉开关DS与图1的情况同样地被高压侧控制电路HCTu控制导通/关断。电容器C2以与下拉开关DS并联的方式结合在二极管DD2的负极与负载驱动端子PN_OUTu(浮动电压VSu)之间。缓冲器电路BF例如是在启动电源电压VB和浮动电压VSu下工作的电压跟随器电路等，输入与二极管DD2的负极结合，输出与高压侧控制电路HCTu结合。

控制器CTLU具有例如数字模拟转换器DAC，将来自数字模拟转换器DAC的信号VDAC发送至二极管DD2的正极。结合电路HCC2v、HCC2w具有与结合电路HCC2u同样的结构。此外，在使用如在实施方式3中描述的那样的驱动器IC的情况下，二极管DD2形成于图9的终止区域AR_TRMBK，下拉开关DS、电容器C2和缓冲器电路BF形成于图9的高电压区域AR_HVBK。

例如，高压侧控制电路HCTu有时具有对高压侧开关信号HOu的‘H’电平的电压进行可变控制的电路。当使用该电路时，例如调整高压侧开关TRhu的转换速率，由此谋求降低噪声等。或者，作为在检测出了温度异常的情况下的保护动作，能够不必如图6所示那样地使高压侧开关TRhu截止(换言之，停止系统)，而是使高压侧开关TRhu在降低了驱动能力的状态下工作，来使温度回落到安全区域等。结合电路HCC2u例如向如这样的电路传输来自控制器CTLU的任意的电压信号。

电力转换系统的概略动作(应用例[2])

图14是示出在图13的电力转换系统中的主要部分的概略的动作例的波形图。此处，以图13中的u相的动作为例进行说明，然而关于v相和w相也是同样的。在图14中，期间T1、T3、T5是上述的低压侧期间，期间T2、T4、T6是上述的高压侧期间。在期间T1、T2的PWM周期中，高压侧开关信号HOu的‘H’电平的电压是启动电源电压VB。

在期间T3的时刻t3a，控制器CTLU发送具有规定的电压电平的信号VDAC。另一方面，高压侧控制电路HCTu在时刻t3a～t3b的期间，将下拉开关DS控制在接通状态。伴随于此，缓冲器电路BF的输入电压(及输出电压)变成浮动电压VSu。当在时刻t3b下拉开关DS断开时，电容器C2在信号VDAC的电压下被充电，缓冲器电路BF的输入电压(和输出电压)也变成信号VDAC的电压。

当从期间T3转变到期间T4时，缓冲器电路BF的输入电压(和输出电压)变成浮动电压VSu(即输入电源电压VIN)加上信号VDAC的电压得到的电压，二极管DD2变成反向偏压。在期间T4，来自控制器CTLU的信号VDAC并不被传输至缓冲器电路BF，然而信号VDAC的电压通过电容器C2被维持并从缓冲器电路BF输出。高压侧控制电路HCTu基于该缓冲器电路BF的输出电压，对高压侧开关信号HOu的‘H’电平的电压在浮动电压VSu与启动电源电压VB之间进行可变控制。

接着，从期间T4转变到期间T5。与时刻t3a～t3b的期间同样地，高压侧控制电路HCTu在期间T5的时刻t5a～t5b的期间，将下拉开关DS控制在接通状态。伴随于此，电容器C2被放电，缓冲器电路BF的输入电压(和输出电压)变成浮动电压VSu。在时刻t5b下拉开关DS断开时，电容器C2在信号VDAC的电压下被充电，以后，反复进行同样的动作。

本实施方式4的主要效果

以上，若使用本实施方式4的电力转换系统，则与实施方式1的情况同样地，能够以低成本进行控制器CTLU与高压侧控制电路HCTu、HCTv、HCTw的通信。其结果是，能够容易地谋求提高电力转换系统的功能。具体地，以上述的高压侧开关信号的电压电平的调整为代表，能够进行从控制器CTLU向高压侧的精细控制。此时，由于也能够主要通过控制器CTLU的软件来进行各种控制，所以能够以低成本实现灵活的控制。

(实施方式5)

结合电路的问题

图18的(a)及图18的(b)是示出在本发明的实施方式4的电力转换系统中的作为前提的结合电路的问题的一例的波形图。在图18的(a)中，以将图4的温度检测电路TChu应用于图1的结合电路HCC1中的情况为例，示出该温度检测电路TChu的实际的动作波形。在图18的(b)中，以将图4的温度检测电路TClu应用于图1的结合电路LCC中的情况为例，示出该温度检测电路TClu的实际的动作波形。

如用图4描述的那样，温度检测电路TChu在低压侧期间(低压侧开关信号LOu的‘H’电平期间)，检测根据温度检测二极管TDhu的正向电压的温度电压信号TOHu与浮动电压Vsu之间的差动电压，将该差动电压放大来输出温度电压信号TIHu。但是，在实际的动作中，如图18的(a)所示，温度电压信号TIHu有时会产生失真。该失真的主要原因是通过伴随高压侧开关HSW和低压侧开关LSW的开关的噪声(即开关噪声)，使温度检测二极管TDhu的正向电压摇摆。

在图18的(a)的例子中，在低压侧开关信号LOu的上升/下降位置加上其他的两个位置共4个位置产生失真。如此，检测对象的相(此处是u相)的失真不仅限于与检测对象的相(u相)对应的各开关(HSWu、LSWu)的开关噪声，也因与其他的相(v相和w相)对应的各开关(HSWv、LSWv、HSWw、LSWw)的开关噪声而引起。另外，如图18的(b)所示，关于低压侧的温度电压信号TILu也是同样地，有时会产生失真。

当产生如图18的(a)所示的失真时，控制器CTLU存在难以高精度地检测温度的危险。另外，能够检测温度的期间也受到很大限制，根据情况，也存在能够检测温度的期间可能不充足的危险。即，如上所述，能够检测高压侧的温度的期间受到低压侧期间限制，然而，由于在该低压侧期间中，能够准确地检测温度的期间进一步地受到失真限制，所以根据PWM信号的占空比，存在能够准确地检测温度的期间本身就可能不充足的危险。

电力转换系统的概略构成(应用例[3])

图19是示出在本发明的实施方式5的电力转换系统中的主要部分的概略构成例的电路图。图19所示的电力转换系统与图4所示的电力转换系统相比较，高压侧的温度检测电路TChu2的结构与控制器CTLU2的结构不同。在图19中，为了方便，在逆变器IVU中仅示出了u相的结构，然而，实际上，与图4的情况同样地，也具有v相及w相的各结构。另外，在图19中示出u相的高压侧的温度检测电路TChu2，但是与图4的情况同样地，与该温度检测电路同样的结构的温度检测电路也设于v相及w相的高压侧。

温度检测电路TChu2是向图4的温度检测电路TChu中追加了开关SW1a、SW1b及低通滤波器LPF1a、LPF1b的结构。开关SW1a及低通滤波器LPF1a从二极管DD1a侧依次以串联方式插入二极管DD1a与差动放大电路AMP1之间的布线。开关SW1b及低通滤波器LPF1b从二极管DD1b侧依次以串联方式插入二极管DD1b与差动放大电路AMP1之间的布线。

控制器CTLU2与图4的情况同样地，从IO端子IO1u发送作为高压侧开关HSWu的导通/截止信号的高压侧开关控制信号HINu，从IO端子IO2u发送作为低压侧开关LSWu的导通/截止信号的低压侧开关控制信号LINu。另外，在图19中，虽然为了方便而进行了省略，然而控制器CTLU2针对v相及w相也同样地，从IO端子IO1v、IO1w发送高压侧开关控制信号HINv、HINw，从IO端子IO2v、IO2w发送低压侧开关控制信号LINv、LINw。

进一步地，控制器CTLU2与图4的情况不同，具有开关控制电路SWCTL。开关控制电路SWCTL基于各开关控制信号(HINu、HINv、HINw、LINu、LINv、LINw)而生成开关控制信号Ssw，并将该开关控制信号Ssw从IO端子IO3发送至开关SW1a、SW1b。开关SW1a、SW1b根据该开关控制信号Ssw来控制导通/关断。

开关SW1a、SW1b在包含高压侧开关HSWu、HSWv、HSWw及低压侧开关LSWu、LSWv、LSWw的导通/关断进行切换的时间点在内的规定的期间(例如几μs等)被控制在关断，在除了该规定的期间以外的期间被控制为导通。即，开关SW1a、SW1b在可能产生由图18所示的开关噪声引起的失真的期间被控制为关断。开关控制电路SWCTL能够基于各开关控制信号(HINu、HINv、HINw、LINu、LINv、LINw)得出该期间的开始时间点。

此处，由于当开关SW1a、SW1b被控制为关断时，差动放大电路AMP1的输入变成开路，所以担心其输入变得不确定。因此，此处，在开关SW1a、SW1b与差动放大电路AMP1之间的布线上插入低通滤波器LPF1a、LPF1b。由于低通滤波器LPF1a、LPF1b具有结合在该布线与基准电源电压GND之间的电容器，能够将开关即将关断之前的电位(换言之温度)保持一定期间。另外，由于在几μs这样很短的期间内的温度的变化极其微小(例如0.1℃以下)，因此能够忽略该期间之后的温度与保持时的温度之差。

此外，低通滤波器LPF1a、LPF1b除了如此在开关SW1a、SW1b的关断期间保持温度信息的作用以外，还起到降低在开关SW1a、SW1b的导通期间温度电压信号TOHu中产生的噪声的作用、降低伴随开关SW1a、SW1b的导通/关断的噪声的作用。另外，图19的方式当然不仅限于温度检测电路TChu2，还能够应用于图1的结合电路HCC1。在这种情况下，同样地，向二极管DD1与控制器CTLU之间的布线插入开关(设为SW1)是有益的。进一步地，向开关(SW1)与控制器CTLU之间的布线插入低通滤波器(设为LPF1)也是有益的。

温度检测电路的动作(应用例[3])

图20是示出图19的温度检测电路的动作时间点的一例的概略图。此处，示出u相及v相的低压侧开关控制信号LINu、LINv作为一例，然而针对其他的开关控制信号(LINw、HINu、HINv、HINw)也进行同样的动作。在图20的例子中，根据低压侧开关控制信号LINu、LINv的上升/下降沿共计发生4次，开关控制信号Ssw的‘L’期间也与之相应地发生4次。该4次期间是开关SW1a、SW1b的关断期间Toff1～Toff4。

在该关断期间Toff1～Toff4，进行低压侧开关LSWu、LSWv的开关，u相及v相的浮动电压VSu、VSv转变。开关噪声根据该转变与温度电压信号TOHu重叠，但是由于开关SW1a、SW1b是关断的，所以温度电压信号TIHu不受影响。此外，关断期间Toff1～Toff4只要是包含u相、v相、w相的浮动电压VSu、VSv、VSw转变的期间的长度即可，通常能够决定为相同的长度(例如3μs等)。

开关控制电路的构成

图21是示出图19的开关控制电路的构成例的概略图。例如，在控制器CTLU2是微型控制器(MCU)等的情况下，通过由CPU(Central Processing Unit：中央处理器)进行的程序处理来建立例如与图21等效的开关控制电路SWCTL。图21的开关控制电路SWCTL具有6对(此处，仅例示其中的3对)的上升检测电路RDET及下降检测电路FDET、或(OR)运算电路OR、计时器电路TMR、SR闩锁电路SRLT2。

上升检测电路RDET及下降检测电路FDET针对u相、v相、w相的各开关控制信号(LINu、HINu、LINv、HINv、LINw、HINw)中的每一个设置。例如，与低压侧开关控制信号LINu对应的上升检测电路RDET在产生低压侧开关控制信号LINu的‘H’转变的时间点生成上升检测信号RDlu。另外，与低压侧开关控制信号LINu对应的下降检测电路FDET在产生低压侧开关控制信号LINu的‘L’转变的时间点生成下降检测信号FDlu。

同样地，与其他的开关控制信号(HINu、LINv、HINv、LINw、HINw)对应的上升检测电路RDET分别根据对应的开关控制信号的‘H’转变来生成上升检测信号RDhu、RDlv、RDhv、RDlw、RDhw。与其他的开关控制信号(HINu、LINv、HINv、LINw、HINw)对应的下降检测电路FDET分别根据对应的开关控制信号的‘L’转变来生成下降检测信号FDhu、FDlv、FDhv、FDlw、FDhw。

或(OR)运算电路OR根据各检测信号(RDlu、FDlu、RDhu、FDhu、…、RDhw、FDhw)的或(OR)运算结果，输出计时器起始信号TST。计时器电路TMR根据计时器起始信号TST，来开始进行与图20的各关断期间Toff1～Toff4对应的规定的期间(例如几μs)的计数，在计数届满了的时间点输出到点(时间到，time up)信号TUP。此时，计时器电路TMR在计数过程中收到了计时器起始信号TST的情况下，再次开始计数。SR闩锁电路SRLT2根据计时器起始信号TST，使开关控制信号Ssw转变为‘L’电平；根据到点信号TUP，使开关控制信号Ssw转变为‘H’电平。

以上，使用本实施方式5的电力转换系统，由此除了在实施方式2中描述了的各种效果以外，进一步地，还能够利用很少的电路开销来有效地排除开关噪声的影响。其结果是，能够实现高精度的温度检测。另外，通过低通滤波器的电容器，能够确保进行可温度检测的期间充足。

此外，上述的开关SW1a、SW1b及低通滤波器LPF1a，LPF1b的结构对于低压侧的通信也有效。由于低压侧不浮动，所以不需要高耐压二极管的绝缘，但是如图18的(b)所示，从噪声的观点出发，与高压侧同样地重叠了因开关元件而引起的噪声。因此，如图19所示，在低压侧也设置包含开关及低通滤波器的噪声滤波器NFLT，由此能够有效地排除开关噪声的影响。

以上，基于实施方式具体地说明了由本发明的发明人作出的发明，然而本发明并不限定于上述实施方式，在不脱离其主旨的范围内能够进行各种变更。例如，为了以易于理解的方式说明本发明而详细地说明了上述的实施方式，然而本发明并不限定于必需具有说明了的全部的结构。另外，能够将某个实施方式的结构的一部分替换成其他实施方式的结构，另外，还能够向某个实施方式的结构追加其他实施方式的结构。另外，能够针对各实施方式的结构的一部分，追加、删除、置换其他的结构。

例如，在实施方式2或实施方式4中，作为图1的方式的应用例，进行了高压侧的温度检测和高压侧开关信号的电压电平的调整，当然，并不限定于此，同样地，也能够进行例如高压侧的过电压检测、过电流检测以及根据这些检测的高压侧的各种控制等。另外，在实施方式2或实施方式4中，以三相桥结构的逆变器为例，当然，也能够同样地应用全桥或半桥结构的逆变器。但是，开关的数量越多，就越能得到更有益的效果。