一种共用电容拓扑的光伏并联逆变器的制作方法

本实用新型涉及光伏并联逆变器技术领域，具体涉及一种共用电容拓扑的光伏并联逆变器。

背景技术：

目前可再生能源取代传统化石能源正成为世界能源发展的主要趋势。为解决经济发展的需要及由此所带来的环境问题，国内光伏电站的装机容量在近年得到迅速发展。尤其在西北省份，大型光伏电站成为发展的主流。随着光伏电站容量的不断增大，为降低光伏发电成本，逆变器单机容量随之增加，模块化并联单机及多机并联逆变器系统成为一种技术发展的趋势。通过在多(模块)机间进行载波的高频同步，可最大程度上削减多(模块)机并联带来的环流问题，保证多(模块)机并联逆变器系统的成功实现。

光伏并网逆变器为了保证并网电流的质量，目前主要采用LCL滤波器取代单L滤波器实现对逆变器输出电流中高频载波成份等的滤除，但LCL滤波器存在谐振使得系统控制变得复杂。传统多(模块)机并联逆变器系统在构成上为单(模块)机间的直接并联，这种方案在实际应用中，随着并机(模块)台数的增加，多(模块)机并联逆变器系统的LCL滤波器等效参数发生变化，导致系统谐振频率逐渐降低。对安装了无源阻尼装置或设计了有源阻尼控制算法的系统，LCL谐振频率的偏移将极大地降低系统预期的阻尼效果，从而影响滤波器的滤波效果，甚至导致系统失稳。

技术实现要素：

为了解决上述现有技术存在的问题，本实用新型提供一种共用电容拓扑的光伏并联逆变器，解决了现有技术随着并机(模块)台数的增加，多(模块)机并联逆变器系统的LCL滤波器等效参数发生变化，导致系统谐振频率逐渐降低的问题。

为了达到上述目的，本实用新型采用如下技术方案：

一种共用电容拓扑的光伏并联逆变器，包括多路光伏并网逆变单元，每路光伏并网逆变单元分别串联单独的交流输出LC滤波单元，形成支路，多个支路并联输出端的后级接有一个共用电容单元，共用电容单元的输出端与电网相连接；各支路自身输出的LC滤波与并联后共用电容单元的滤波电容及电网侧等效电感整体构成LCCL型滤波结构，由于共用电容单元的电容与各支路滤波电容为并联关系，故整体上仍为LCL型滤波结构；所述交流输出LC滤波单元的电感与电容的乘积等于电网侧电感与共用电容单元的电容的乘积，即逆变侧电感与电容的乘积等于网侧电感与电容的乘积，该LCL型滤波结构的谐振频率将不会随支路个数的变化而发生变化。

在添加无源阻尼硬件装置的系统中，所述无源阻尼装置添加在共用电容单元位置，即能够保证获取足够的阻尼效果且削减无源阻尼装置的数量。

本实用新型与现有技术相比，具有如下优点：

在本实用新型中，各支路除具有独立的LC滤波器外，还在其并联后共用一个滤波电容，各并联模块自身输出的LC滤波与并联后公用的滤波电容及网侧等效电感整体构成LCCL型的滤波结构。该光伏并联逆变器具有以下优点：

1)由于共用电容单元的电容与各支路滤波电容为并联关系，故系统滤波器在整体上仍为LCL型滤波结构。在保证逆变侧电感与电容的乘积等于网侧电感与电容的乘积时，该LCL型滤波结构的谐振频率将不会随支路个数的变化而发生变化。在实际应用中，只要保证上述两个乘积近似相等或两者的差在一定的范围内，即可保证谐振频率变化范围很小，从根本上解决了参数随结构变化而变化的问题，保证了预期的阻尼效果，降低了系统失稳的风险。

2)在该方案中，逆变侧电感与电容的乘积近似等于网侧电感与电容的乘积，而逆变侧电感通常远大于网侧等效电感，故多模块并联后共用电容的容值将大于各并联模块逆变侧交流滤波电容的容值，这样可以较大地削减逆变侧交流滤波电容的容值，从而降低系统的成本。

3)采用该拓扑方案，在添加无源阻尼硬件装置的机型中，只需将无源阻尼装置添加在共用电容单元位置即可保证获取足够的阻尼效果，由于共用电容的数量明显少于逆变侧交流滤波电容的数量，因此，采用该方案将可以极大地削减无源阻尼装置的数量，从而削减系统在该方面的成本。

附图说明

图1为本实用新型共用电容拓扑并联逆变器框图。

图2为本实用新型等效电路。

图3为原方案随并机数量的增加时系统的谐振频率变化图。

图4为本实用新型方案随并机数量的增加系统的谐振频率变化图。

图5为原方案多(模块)机并联无源阻尼配置。

图6为本实用新型方案多(模块)机并联无源阻尼配置。

具体实施方式

以下结合附图及具体实施例对本实用新型作进一步的详细描述。

如图1所示，本实用新型一种共用电容拓扑的光伏并联逆变器，包括多路光伏并网逆变单元，每路光伏并网逆变单元分别串联单独的交流输出LC滤波单元，形成支路，多个支路并联输出端的后级接有一个共用电容单元，共用电容单元的输出端与电网相连接。

在保证各支路参数一致，并采用载波高频同步消除各支路间环流的情况下，不同支路间可以通过等效变换推导得到图2所示的系统等效电路。从中可以看到，对每个支路，其滤波器构成为LCCL，由于两个电容为并联关系，该滤波器实际仍为LCL型结构。

以图1中各参数为例，对LCL型滤波器，其只有一个支路运行时，其谐振频率表达式为：

当n个支路同时并联运行时，根据图2，此时的系统谐振频率表达式变为：

要想保证LCL滤波器谐振频率不会随支路并联数量的变化而变化，即是要求：

很显然，此时要令：

若能够保证：

L_cC_f＝L_gC_g (5)

很显然，系统的谐振频率将不会随支路并联数量的变化而变化。

图3与图4分别给出了采用直接并联方案与本实用新型提出方案时，随并网支路数量的增加，系统谐振频率的变化。从中可以明显的看到，本实用新型提出方案可以从根本上解决并机数量变化导致系统谐振频率变化的问题。

由于逆变器侧电感Lc通常都远大于网侧等效电感Lg，由式(5)可知，此时逆变侧电容Cf将远小于网侧电容Cg。由于Cg为共用电容，在整个系统中的数量很少，故采用该方案，可以极大地削减整体电容的容值，而在需要添加无源阻尼装置的机型中，可以将阻尼装置添加到共用电容位置，从而减少所需硬件的数量，可以从图5与图6的对比看到，原方案需要给每个并联支路的LC滤波器的电容添加阻尼装置，而本实用新型只需要在共用电容位置添加阻尼装置，这样可有效的降低系统成本。