电源转换电路的制作方法

本专利申请要求于2015年9月16日提交的美国临时申请No.62/219,531的权益，该申请以引用的方式并入本文。

技术领域

本实用新型涉及一种电源转换电路。

背景技术：

半导体器件在现代电子产品中很常见。半导体器件在电子部件的数量和密度上有差别。分立半导体器件通常含有一种类型的电子部件，例如，发光二极管(LED)、小信号晶体管、电阻器、电容器、电感器以及功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。集成半导体器件通常包含数百至数百万的电子部件。集成半导体器件的示例包括微控制器、微处理器和各种信号处理电路。

半导体器件执行多种不同功能，诸如信号处理、高速运算、传输并接收电磁信号、控制电子器件、将太阳光转换成电力以及为电视机显示器生成可视图像。半导体器件存在于娱乐、通信、功率转换、网络、计算机以及消费品领域。半导体器件还存在于军事应用、航空、汽车、工业控制器以及办公设备领域。

图1示出了电子器件50，其具有芯片载体衬底或印刷电路板(PCB)52，该印刷电路板具有安装在PCB的表面上的多个半导体封装。电子器件50可具有一种类型的半导体封装或多种类型的半导体封装，具体取决于应用。出于举例说明的目的，图1中示出了不同类型的半导体封装。

电子器件50可为独立式系统，其使用半导体封装来执行一种或多种电气功能。或者，电子器件50可为较大系统的子部件。例如，电子器件50可为平板电脑、移动电话、数码相机、电视机、电源或其他电子器件的一部分。电子器件50也可以是被插入到个人计算机的图形卡、网络接口卡或其他扩展卡。半导体封装可包括微处理器、存储器、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑电路、模拟电路、射频(RF)电路、分立器件或其他半导体裸片或电子部件。

在图1中，PCB 52提供了常规衬底，用于安装在PCB上的半导体封装的结构支撑和电气互连。导电信号线54通过使用蒸镀、电解电镀、化学镀、丝网印刷或另外的合适的金属沉积工艺，形成于PCB 52的表面上方，或形成于PCB 52的层内。信号线54提供每一半导体封装、安装部件和其他外部系统部件间的电通信。线54还为每一半导体封装提供电源和接地连接。在一些实施例中，在半导体封装之间经由线54来传输时钟信号。

出于举例说明的目的，在PCB 52上示出了若干种类型的一级封装，包括焊丝封装56和倒装芯片58。另外，还示出安装在PCB 52上的若干种类型的二级封装，该二级封装包括球栅阵列(BGA)60、凸块芯片载体(BCC)62、矩栅阵列(LGA)66、多芯片模块(MCM)68、无引线四方扁平封装(QFN)70、四方扁平封装72、嵌入式晶圆级球栅阵列(eWLB)74和晶圆级芯片尺寸封装(WLCSP)76。根据系统要求，配置有一级封装样式和二级封装样式的任何组合的半导体封装的任何组合，以及其他电子部件，均可连接到PCB 52。

电子器件50的制造商向电子器件提供功率信号，该电子器件用于向设置在PCB 52上的半导体封装和其他器件供电。在许多情况下，所提供的功率信号的电压与操作各个半导体器件所需的电压不同。通常，制造商会在PCB 52上提供电源转换器电路，以在各个半导体封装可用的电压电势水平上生成稳定的直流(DC)电压信号。通常用于中型及大型电源转换器的一种拓扑结构是LLC串联谐振模转换器，这是一种开关模式电源(SMPS)。

图2a中示出了LLC谐振模转换器100的一个示例性实施例的电路图。LLC谐振模转换器100具有一次侧102和二次侧104。一次侧102包括电压源106，其为DC电压源。在一个实施例中，电压源106为例如通过二极管电桥被整流为直流的交流主线路，该主线路由电力公司或市政当局分配到用户家中或办公室的电源插座。电压源106被耦接在接地节点108和电路节点110之间。一次侧102还具有高压侧MOSFET 112，其具有耦接到电路节点110的漏极端、门极端114和在半桥(HB)节点122上耦接到MOSFET 116的源极端。低压侧MOSFET 116包括在HB节点122处耦接到MOSFET 112的源极端的漏极端、门极端118和耦接到接地节点108的源极端。

LLC谐振模转换器100的一次侧102包括谐振电感器128、谐振电容器136和变压器130的一次侧，该变压器130的一次侧包括在HB节点122和接地节点108之间串联的一次绕组132和磁化电感134。谐振电感器128、一次绕组132、磁化电感134和谐振电容器136形成LLC谐振模转换器100的LLC储能回路。控制器通过使用门极114和门极118交替地接通和断开MOSFET 112和MOSFET 116，驱动由谐振电感器128、一次绕组132、磁化电感134和谐振电容器136形成的LLC谐振储能回路。控制器通过在门极端114施加正电压来接通MOSFET 112，并通过向门极端114施加接地电压电势来断开MOSFET 112。控制器通过在门极端118施加正电压来接通MOSFET 116，并通过向门极端118施加接地电压电势来断开MOSFET 116。

MOSFET 112和MOSFET 116为n沟道MOSFET，表示负载流子(即电子)是流过MOSFET的电流的多数载流子。在其他实施例中，使用p沟道MOSFET，其具有正电子空穴作为多数载流子。当门极端电压电势足够大时，n沟道MOSFET在n沟道MOSFET的漏极端和源极端之间提供低电阻。MOSFET的门极处于接地电势或至少低于阈值时，MOSFET的漏极与源极间具有较大电阻。

在理想情况下，当n沟道MOSFET的门极具有正电压电势时其电阻为零，并且当其门极处于接地电势时，其电阻为无穷大。MOSFET 112和MOSFET 116作为开关工作，由来自耦接到MOSFET相应门极的控制器的控制信号打开和闭合。开关，例如MOSFET 112和MOSFET 116，被闭合也被称为开关被“接通”，因为电流能够在开关两端之间流动。打开的开关被称为被“断开”，因为电流不在开关两端之间显著地流动。虽然LLC谐振模转换器100的开关示出为MOSFET，但在其他实施例中也使用其他类型的电控开关，例如，双极性结型晶体管(BJT)。MOSFET包括为导通端的源极端和漏极端，以及作为控制端的门极端。BJT包括为导通端的发射极端和集电极端，以及作为控制端的基极端。

当接通MOSFET 112并断开MOSFET 116时，HB节点122通过MOSFET 112耦接到电路节点110上的正电压。当接通MOSFET 116并断开MOSFET 112时，HB节点122通过MOSFET 116耦接到接地节点108。MOSFET 112和MOSFET 116的切换使得HB节点122处的电压电势在电压源106的电压电势与接地电势之间交替变换。HB节点122处的脉动电压电势使得谐振电感器128、一次绕组132、磁化电感134和谐振电容器136产生谐振。

磁化电感134不是实际的物理电感器，而是在分析中用于表示流过变压器130的用于磁化磁芯137的部分电流。通过磁耦合，能量从一次绕组132传送到二次绕组138。由于磁心不具有完全有效的磁响应，因此磁芯137中会损耗一定比例的输入到变压器130的功率，其经分析为流过磁化电感134的电流。

当HB节点122在接地电压和电压源106的电压电势之间切换时，功率从一次绕组132传送到二次绕组138。电路节点152作为中心抽头被连接到二次绕组138。二次绕组部分138a耦接在中心抽头的电路节点152和二极管142之间，同时二次绕组部分138b耦接在中心抽头的电路节点152和二极管144之间。二极管142和二极管144对流过二次绕组138的电流进行整流。电容器146耦接在电路节点150和电路节点152之间，以对电压进行滤波使其成为更稳定的直流电压。

图2b示出了在完整的功率传送周期内，LLC谐振模转换器100的各个电路节点上的电压和电流的时序图。时间示出于X轴或水平轴上，并且电压或电流幅值示出于Y轴或垂直轴上。时间未以时间单位标记，而是用于区分LLC谐振模转换器100的操作模式。

图2b中的信号154表示由控制器集成电路(IC)生成，并被路由至MOSFET 112的门极114的信号。在零时刻，信号154从逻辑零变为逻辑一，或从接地电压变成正电压。正电压处的信号154接通MOSFET 112，该MOSFET 112将HB节点122耦接到电路节点110处的电压。在时刻2，信号154返回到逻辑零或接地电势。

图2b中的信号155表示由控制器IC生成，并被路由至MOSFET 116的门极118的信号。信号155在时刻3从逻辑零转变到逻辑一，并在时刻5返回到逻辑零。正电压处的信号155接通MOSFET 116，该MOSFET 116将HB节点122耦接到接地节点108。

图2b中的一次电流156是流过变压器130的一次侧的总电流，即流过磁化电感134的电流和流过一次绕组132的电流之和。磁化电流157是流过磁化电感134的电流，该磁化电感134用于磁化变压器130的磁芯137。从零时刻开始，由于通过MOSFET 112耦接到电路节点110处的正电压，从而电流156和电流157从负值增加到正值。一次电流156的弧度示出了谐振电容器136和谐振电感器128之间的谐振。在时刻1之前，当一次电流156为负时，在零电压开关(ZVS)条件下，MOSFET 112的体二极管导通并允许信号154接通MOSFET 112。

总的一次电流156和磁化电流157之差被传送到二次绕组138。在图2b中，二次绕组138中的反射电流被示出为二次电流158。二次电流158基于一次电流156和磁化电流157之间的差值来确定。一次电流156的磁化电流157部分被用来磁化磁芯137，而一次电流156的剩余部分则体现为二次电流158。二次电流158被示出为仅包括正值，因为负电流在电路节点150处被二极管142和二极管144整流成正电压。

在时刻2，信号154返回到接地电压电势，关断MOSFET 112。电流156和电流157倒转方向，并且MOSFET 116的体二极管导通到接地节点108。由于耦接至接地节点108，电流156和电流157从正值下降到负值，产生时刻0与时刻2之间的电流的镜像。在时刻3，当一次电流156保持为正时，信号155接通MOSFET 116，以实现ZVS。由于二极管142和二极管144的整流，二次电流158在时刻3和时刻5之间具有正脉冲。流过二极管142或二极管144到电路节点150的二次电流158，给电容器146充电并向连接在电路节点150和电路节点152之间的负载供电。

由于其高效率和高功率密度，LLC谐振模转换器通常用于中型及大型电源转换器。在较高功率的电路中，使用功率因数校正(PFC)前端电路来调节电压源106的电压电势。LLC谐振模转换器也在一些低功率器件中使用。在一些实施例中，可在没有PFC前端的情况下使用LLC谐振转化器100，通常用于低功率应用以提高效率。然而，在没有PFC前端的情况下，LLC谐振模转换器100在电路节点110处接收宽范围的输入电压。例如，LLC谐振模转换器100在美国可被插入到120伏的插座，或在欧洲可被插入到230伏的电源插座。较高的输入电压增加LLC谐振变换器100的最大功率输出。LLC谐振模转换器100可被设计成通过在输入电压范围内把输出功率限制在近似恒定的值，来补偿可变输入电压，这被称为过功率保护(OPP)。LLC谐振模转换器100的OPP系统限制在较高输入电压下流过MOSFET 112、MOSFET 116、变压器130、二极管142、二极管144及其他电路元件的电流，以保护零件不因过热而损坏。

LLC谐振模转换器的OPP系统中的一条有用的信息是转换器的输入功率。进行输入功率计算，以确定输入功率是否超出阈值，以及是否应该由OPP系统来降低输入功率。然而，忽略流过变压器130的磁化电流157来计算LLC谐振模转换器100的精确功率输入水平具有较大难度。

技术实现要素：

有必要提供能够确定LLC谐振模转换器的输入功率的电源转换电路。

因此，在一个实施例中，本实用新型是一种电源转换电路，其特征在于包括：分体谐振电容；功率计算器，所述功率计算器包括耦接到所述分体谐振电容的输入；比较器，所述比较器包括耦接到所述功率计算器的输出的所述比较器的第一输入，以及耦接到参考电压电势的所述比较器的第二输入；以及反馈箝位，所述反馈箝位包括耦接到所述比较器的输出的所述反馈箝位的输入。

根据上述电源转换电路的一个单独实施例，其特征在于还包括模数转换器，所述模数转换器耦接在所述分体谐振电容和所述功率计算器之间。

根据上述电源转换电路的一个单独实施例，其特征在于还包括：MOSFET，所述MOSFET包括耦接到所述分体谐振电容的导通端；和触发块，所述触发块包括耦接到所述MOSFET的控制端的输入和耦接到所述模数转换器的所述触发块的输出。

根据上述电源转换电路的一个单独实施例，其特征在于还包括耦接到所述功率计算器的所述输出的功率因数校正控制器。

根据上述电源转换电路的一个单独实施例，其特征在于还包括耦接到所述功率计算器的所述输出的阶跃控制器。

根据上述电源转换电路的一个单独实施例，其特征在于还包括耦接到所述功率计算器的所述输出的数模转换器。

根据上述电源转换电路的一个单独实施例，其特征在于所述数模转换器的输出被耦接到所述反馈箝位的所述输入。

在另一个实施例中，本实用新型是一种电源转换电路，其特征在于包括：分体谐振电容；模数转换器，所述模数转换器被配置为对所述分体谐振电容的电压电势进行采样；以及输入功率计算器，所述输入功率计算器被配置为根据所述分体谐振电容的样本，确定所述电源转换电路的功率电平。

根据上述电源转换电路的一个单独实施例，其特征在于还包括耦接到所述输入功率计算器的输出的数模转换器。

根据上述电源转换电路的一个单独实施例，其特征在于还包括耦接到所述输入功率计算器的输出的可变箝位。

在一个实施例中，本实用新型是生成电压信号的一种方法，该方法包括如下步骤：提供包括谐振电容器的电源转换电路、提供在第一时间采集谐振电容器的电压电势的第一样本、提供在第二时间采集谐振电容器的电压电势的第二样本，并根据第一样本和第二样本之间的差值来确定电源转换电路的功率电平。

在另一个实施例中，本实用新型是确定电源转换电路的功率电平的一种方法，该方法包括如下步骤：在第一时间采集谐振电容器的电压电势的第一样本、在第二时间采集谐振电容器电压的电压电势的第二样本，并根据第一样本和第二样本来确定电流。

在另一个实施例中，本实用新型是包括分体谐振电容的电源转换电路。模数转换器被配置为对分体谐振电容的电压电势进行采样。输入功率计算器被配置为根据分体谐振电容的样本，确定电源转换电路的功率电平。

附图说明

图1示出了使用LLC谐振模转换器的示例性电路板；

图2a至图2b示出了LLC谐振模转换器的示例性电路图及对该转换器的操作；

图3示出了包括过功率保护(OPP)电路的LLC谐振模转换器的电路图和框图；

图4示出了使用OPP电路限制反馈电压；

图5示出了实现OPP电路的流程图；

图6a至图6b示出了通过对电流感应电压采样来确定输出功率；并且

图7示出了具有用数字方式实现的OPP电路的集成电路。

具体实施方式

下文结合附图描述了一个或多个实施例，附图中类似的数字代表相同或相似的元件。虽然附图为了实现某些目的而按照最佳模式来描述，但该描述旨在涵盖可包括在本公开的精神和范围内的替代形式、修改形式和等同物。

图3示出了具有过功率保护(OPP)电路160的LLC谐振模转换器100的一次侧102；电容器161和电容器162形成分压器，并与谐振电容器136并联。电容器161和电容器162在电路节点166处提供分体谐振电容电压信息。相对于使用由电阻器组成的分压器，使用电容器161和电容器162的分压器来减少电路节点166处的信号相移，尽管在一些实施例中也使用电阻器的分压器。

在电路节点166处，谐振电容器136两端的分压被称为V_CS，其作为输入提供给平均电流计算器170。平均电流计算器170在电路节点166处对电压电势采样，以确定忽略流过磁化电感134的电流时流过一次绕组132的平均电流，如参照后面附图中更详细解释的。为忽略流过磁化电感134的电流，平均电流计算器170在图2b中的时刻0，在信号154的上升沿采集V_CS的第一样本。平均电流计算器170在图2b中的时刻2，在信号154的下降沿采集V_CS的第二样本。V_CS的第一样本和第二样本间的差值提供在MOSFET 112的接通持续时间期间的ΔV_CS。流过磁化电感134的电流忽略不计，因为在MOSFET 112的接通持续时间期间磁化电流157的平均幅值大约为零。因此，在MOSFET 112的接通持续时间内(在图2b中从时刻0到时刻2)的ΔV_CS与LLC谐振模转换器100的平均输入电流近似成比例，该平均输入电流实际上被传送到二次侧104并提供给负载。

平均电流计算器170在电路节点172处输出与ΔV_CS除以MOSFET 112的接通持续时间成比例的信号。在一个实施例中，电路节点172包含模拟信号，该模拟信号具有表示一段时间内的ΔV_CS的电压电势。在其他实施例中，电路节点172是集成电路上的数字总线或是硬件寄存器值，该硬件寄存器值包含与一段时间内的ΔV_CS成比例的数字值。等式P＝V*I给出了用于计算电功率的一个公式，其中P是电功率，V是电压，I是电流。输入功率计算器174通过将电路节点172处的平均电流值乘以在电路节点110处接收的电压电势，计算出LLC谐振模转换器100的输入功率。

在一些实施例中，使用模拟乘法器在电路节点176输出模拟信号，该模拟信号与LLC谐振模转换器100的功率输入成比例。在一个实施例中，输入功率计算器174接收或确定与电路节点110处的电压成比例的数字值，并使用微处理器将数字电压值乘以在电路节点172接收到的数字电流值。在其他实施例中，平均电流计算器170和输入功率计算器174表示在微处理器上执行的子程序，并且电路节点172和电路节点176表示存储表示输入电流与输入功率的变量的硬件寄存器或其他存储元件。

在一些实施例中，输入功率计算器174为电路节点176处输出的功率计算中引入偏移量。在输入功率计算器174中加入偏移量使得电路节点176上的功率电平信号补偿LLC谐振模转换器100的低效率。在一些实施例中，由输入功率计算器174加入的偏移量为加到输入功率计算或从输入功率计算中减去的固定值。在其他实施例中，偏移量与输入电流成比例，即对于较大的输入电流，输入功率计算器174会加入较大的偏移量。

输入功率计算器174在电路节点176处输出与LLC谐振模转换器100的输入功率成比例的模拟信号或数字信号。功率参考180提供表示电路节点176的所需值的信号。比较器178接收电路节点176和功率参考180处的功率电平信号。如图所示，比较器178为运算放大器(运放)，其提供有电容器182作为反馈通道，以使比较器178变成积分器。在其他实施例中，功率参考180和输入功率计算器174输出数字值，并且比较器178为数字比较器或积分器。在一个实施例中，比较器178是在微处理器上运行的软件子程序，并且电路节点176、功率参考180和电路节点183是存储在硬件寄存器或其他存储器中的变量。

比较器178比较来自功率参考180的信号和电路节点176处的功率电平信号，并在电路节点183处生成输出，该输出指示电路节点176处的输入功率信号离功率参考180有多远。电路节点183作为输入耦合到可变反馈箝位184。可变反馈箝位184对电路节点185处的反馈电压V_FB进行箝位，使其达到由电路节点183处的电压电势所决定的最大电压电势。在电路节点183为数字值的实施例中，数模转换器耦接在比较器178和可变反馈箝位184之间。在其他实施例中，可使用数字值对可变反馈箝位184进行编程。可变反馈箝位184被示出为用作电压箝位的可变齐纳二极管，但在其他实施例中还使用可变电流箝位。来自LLC谐振模转换器100的二次侧104的反馈信号如图4中所示生成，并在电路节点185处被接收。可变反馈箝位184通过向一次侧102上的接地节点108提供分流，来限制V_FB的电压电平。

将可选偏移量188施加到电路节点166处的电流感应电压V_CS，然后比较器186对V_CS和V_FB进行比较。比较器186的输出经由电路节点187路由至驱动器逻辑190。驱动器逻辑190是控制器，其通过切换门极端114和门极端118的电压，来接通或断开MOSFET 112和MOSFET 116。在一个实施例中，驱动器逻辑190是形成于具有平均电流计算器170和输入功率计算器174的通用IC上的区块。在一些实施例中，在驱动器逻辑190与MOSFET 112和MOSFET 116之间使用额外的半桥驱动器。

在图2b中的时刻2，当V_CS超出V_FB时，驱动器逻辑190断开MOSFET 112。当V_FB降低时，MOSFET 112的接通持续时间提前终止，这会降低通过变压器130的功率传送。如图4中所示，当达到或超出输出电路节点150处的所需电压时，一般从二次侧104降低V_FB。当输出功率超出由OPP 160确定的所需电平时，使用可变反馈箝位184，从一次侧102人为地降低V_FB。降低的V_FB减少MOSFET 112的接通持续时间，这会降低功率通过变压器130传送到二次侧104，并限制总的输入功率。

图4示出了从二次侧104在电路节点185处生成V_FB。稳压器200耦接到电路节点150和电路节点152，以检测LLC谐振模转换器100的输出电压。当LLC谐振模转换器100上的负载增大时，由于流过负载的电流使电容器146放电，因此电路节点150处的电压下降。稳压器200断开光耦合器202，以使得缓冲器210的输入不会通过光耦合器202显著地耦合到接地节点108。缓冲器210的输入通过上拉电阻器204耦合到V_CC节点206，而不是通过光耦合器202耦合到接地节点108。缓冲器210输出正电压，并且电路节点185处的反馈电压接近最大V_FB电势。电阻器212和电阻器214形成分压器，以降低缓冲器210的电压电势输出。可变反馈箝位184还降低电路节点185处的如由OPP 160所决定的反馈电压电势。断开光耦合器202来增加电路节点185处的V_FB会增加通过变压器130的功率传送，以提高电路节点150处的输出电压电势。

一旦输出电路节点150处的电压电势增加到达到或超出所需输出电压电势，稳压器200就会接通光耦合器202，以通过光耦合器将缓冲器210的输入耦合到接地节点108。电路节点185处的V_FB降低，这减少了MOSFET 112的接通持续时间，以及通过变压器130传送到二次侧104的功率量。稳压器200增加或减少通过变压器130传送的功率，以使输出电路节点150大约保持在所需电压电势。

电路节点183处由OPP 160生成的控制信号，限制当稳压器200断开光耦合器202时被传送的功率量。将功率输出限制为所需电平可保护MOSFET 112、MOSFET 116、变压器130、二极管142和二极管144，以及LLC谐振模转换器100的其他部分不会过热，并且不会对部件造成可能的损坏。没有OPP 160的情况下，LLC谐振模转换器100的最大功率输出随着输入电压而增加。LLC谐振模转换器100可被校准，以具有所需最大功率输出，例如，输入为120伏时所需最大功率输出为100瓦，但在输入为230伏时能够输出200瓦功率从而使转化器过热或损坏。OPP 160将LLC谐振模转换器100的输出功率限制在输入电压范围内的大约恒定的最大值。

图5示出了使用OPP 160计算LLC谐振模转换器100的输出功率的流程图220。流程图220被实现为体现平均电流计算器170和输入功率计算器174的微处理器代码。在其他实施例中，流程图220在硬件中被实现为数字有限状态机。

在步骤230，平均电流计算器170等待MOSFET 112的门极端114处控制信号的上升沿，该上升沿指示MOSFET 112被接通。在门极端114的上升沿处流程图220转到步骤232。在步骤232，平均电流计算器170对V_CS节点166的电压电势进行采样，并启动计时电路来测量门极端114保持高电平的时长。

在对V_CS节点166采样并启动计时器之后，OPP 160转到步骤234，在该步骤等待门极端114处电压电势的下降沿。流程图220停留在步骤234，直到检测到门极端114的下降沿时到达步骤236。在步骤236，OPP 160对V_CS进行第二次采样然后使计时器停止。在步骤236之后，OPP 160已确定三个变量：接通MOSFET 112时V_CS的电压电势、断开MOSFET 112时V_CS的电压电势、以及MOSFET 112接通的时间量。在一个实施例中，这三个变量存储在三个不同的硬件寄存器或其他存储器中。在另一个实施例中，这三个变量作为三个电路节点上的三种不同的模拟电压存在。

在步骤238，平均电流计算器170使用这三个变量来计算平均输入电流。根据ΔV_CS，即V_CS节点166的采集的两个样本之间的差值，除以两次采样之间的时间，计算出平均电流。由平均电流计算器170在步骤238计算出的平均电流被存储在一个变量中，以供输入功率计算器174在步骤240至步骤242使用。

在步骤240，输入功率计算器174对电路节点110的输入电压进行采样。在一些实施例中，输入功率计算器174在对V_CS节点166进行第一或第二次采样的同时，对电路节点110进行采样。在其他实施例中，在电路节点110处对输入电压的采样在V_CS的两次采样之间、在V_CS的第一次采样之前或在V_CS的第二次采样之后进行。在流程图220的一些实施中，输入功率计算器174不在电路节点110处对输入电压进行采样，而是使用先前的采样值。

在步骤242，输入功率计算器174通过将在步骤238计算出的平均电流乘以在步骤240检测到的电压，来计算LLC谐振模转换器100的输入功率。在步骤244，电路节点183上的值由比较器178进行修改。比较器178表示由微处理器执行的计算，并且电路节点183表示作为计算结果而存储在一个变量中的数字值。数模转换器将与所存储的数字值成比例的模拟值输出至可变反馈箝位184。在其他实施例中，运算放大器被用于比较器178，并且电路节点183包含从运算放大器输出的模拟值。

步骤244的结果是如果LLC谐振模转换器100的输入功率超出阈值，则V_FB节点185上的电压电势降低。V_FB的降低会在随后的功率传送周期中减少MOSFET 112的接通持续时间，并因此减少通过变压器130传送到二次侧104的功率。在一些实施例中，LLC谐振模转换器100的控制器，例如驱动器逻辑190，针对MOSFET 116使用与MOSFET 112相同的接通持续时间。状态246表示流程图220的后续执行之间的可选延迟。在各种实施例中，每100毫秒、每一秒、门极端114的每所需脉冲数量或任何其他适当数量的延迟时间，OPP 160会重新计算输入功率。在一些实施例中，OPP 160在门极端114的每一脉冲重新计算输入功率。在其他实施例中，OPP 160根据门极端118的脉冲，或基于HB节点122的转变来计算输入功率。

图6a和图6b示出了V_CS节点166处叠加在门极端114的信号上的电压电势。图6a示出了被施加到MOSFET 112的门极端114的控制信号250，和在LLC谐振模转换器100上基本无负载时的V_CS信号252。按照图5中的流程图220，V_CS信号252的第一次采样254在时刻0由信号250的上升沿触发。V_CS信号252的第二次采样256在时刻2由信号250的下降沿触发。LLC谐振模转换器100上没有相当大的负载时，样本254的电压电势大约等于样本256的电压电势。

因为在MOSFET 112的接通持续时间期间，通过变压器130从一次侧102传送到二次侧104的功率可忽略不计，所以磁化电流157是影响V_CS的唯一重要分量。如图2b中磁化电流157所示，在MOSFET 112的接通持续时间期间，磁化电流围绕零轴大致对称。在MOSFET 112的接通持续时间期间，磁化电流157不会引起V_CS电压电势产生显著的净变化。当磁化电流为负时，从谐振电容器136中移除一些电荷；而当磁化电流为正时，将大致等量的电荷返回到谐振电容器136。当LLC谐振模转换器100上无负载时，样本254和样本256之间的电压差值可忽略不计。

图6b示出了被施加到MOSFET 112的门极端114的控制信号260，以及在LLC谐振模转换器100上具有重负载时的V_CS信号262。按照流程图220的步骤230至步骤232，在时刻0采集V_CS信号262的样本264。按照流程图220的步骤234至步骤236，在时刻2采集V_CS信号262的样本266。当LLC谐振模转换器100具有重负载时，V_CS除了受磁化电流157影响外，还受流过一次绕组132的电流影响。图2b中，流过一次绕组132和磁化电感134的总电流被示出为一次电流156。一次电流156示出了在时刻0和时刻2之间，LLC储能回路的总电流为正的时间明显长于该电流为负的时间。

图6b中，LLC谐振模转换器100上的重负载使一次电流156只是增加超过磁化电流157，从而导致V_CS信号262对于样本266具有比样本264更高的电压电势。ΔV_CS表示MOSFET 112的接通持续时间期间的谐振电容器136上净电荷之差。通过将电荷差除以MOSFET 112的接通持续时间，来获得平均电流。在MOSFET 112的接通持续时间的开始和结束时对V_CS节点166采样，基本上忽略磁化电流157对OPP 160进行的功率计算的影响。

图7示出了OPP 160的数字IC实现方式。线300划定片上部件和片外部件之间的界线。在其他实施例中，LLC谐振模转换器100和OPP 160的各种部件可在集成电路之上或在集成电路之外。模数转换器(ADC)302通过IC输入端303和缓冲器304接收与输入电压成比例的信号。ADC 302通过IC输入端305和缓冲器306接收来自V_CS节点166的电流感应电压。

ADC触发块310接收信号312、314、114和118作为输入，并由ADC 302通过使用采样触发信号322、324和326来触发对V_CS和V_IN的采样。ADC触发块310的额外输出328引起计数器330在MOSFET 112接通时计数。输入信号312是在HB节点122处电压的上升沿脉动的信号。输入信号314是在HB节点122处电压的下降沿脉动的信号。输入信号114和输入信号118是分别控制MOSFET 112和MOSFET 116的控制信号。

根据图5中的流程图220，ADC触发块310触发ADC 302对V_CS和V_IN采样。计时可仅基于控制信号114的输入，仅基于输入信号312和314，或基于输入信号312、314、114和118的任意组合。ADC触发块310根据需要加上或减去输入信号和输出触发信号之间的延迟以补偿系统中的延迟，从而触发ADC 302在MOSFET 112的门极端114处的信号边沿采样。在其他实施例中，在门极端118或HB节点122的边沿进行采样。

采样触发信号322引起ADC 302对V_CS节点166进行数字采样并将样本存储在寄存器中，在时刻0(即门极端114的上升沿)作为数字V_CS样本332输出。采样触发信号324引起ADC 302对V_CS节点166进行数字采样并将样本存储在寄存器中，在时刻2(即门极端114的下降沿)作为数字V_CS样本334输出。采样触发信号326引起ADC 302对V_IN进行数字采样并将样本存储在寄存器中，在任何合适的时间作为数字V_IN样本336输出。采样触发信号322、324和326引起ADC 302在触发信号的边沿采样，或根据触发信号的值来采样。可在HB节点122从低到高转变的不久之前、转变期间或转变后不久，触发ADC 302采集V_CS样本332。可在HB节点122从高到低转变的不久之前、转变期间或转变后不久，触发ADC 302采集V_CS样本334。

计数器330是数字计数器，其从ADC触发块310接收控制信号328，并使用系统时钟输入340顺计时MOSFET 112的接通持续时间。在门极端114处控制信号的下降沿之后，计数器330将MOSFET 112的接通持续时间作为T_ON 342输出。在一些实施例中，用模拟计时器来代替计数器330。当MOSFET 112接通时，电容器以大致恒定的速率充电或放电。测量电容器在MOSFET 112接通和在MOSFET 112断开时的电压电势差，指示基于电压电势变化的大致恒定速率的MOSFET 112接通时长。在其他实施例中，使用除了数字计数器330或模拟计时器之外的其他类型的计时电路。

输入功率计算块344接收第一V_CS样本332、第二V_CS样本334、V_IN样本336和T_ON 342。输入功率计算块344根据下面的等式1生成LLC谐振模转换器100当前的功率输出值。

在等式1中，从V_CS样本334减去V_CS样本332得出从谐振电容器136中移除或向其添加的净电荷量。净电荷除以T_ON 342，可转换成平均电流。该电流乘以V_IN样本336可转换成功率值。输入功率计算块344输出数字值，其代表作为输入功率数据350的到LLC谐振变换器100的功率输入。

输入功率数据350被路由到生成阶跃控制信号354的阶跃控制块352。阶跃控制块352采用阶跃控制信号354开始阶跃模式。阶跃模式用于在低功率的情况下跃过LLC谐振模转换器100的一些功率传送周期，以节省能源。阶跃控制信号354被路由到生成到门极端114和门极端118的信号的控制器，例如驱动器逻辑190，以告知控制器开始阶跃模式。并非所有实施例都使用阶跃控制块352。

输入功率数据350被路由到PFC控制块356。PFC控制块356生成PFC控制信号358。PFC控制信号358被路由以启用或禁用PFC前端。在一些实施例中，当输入功率低于阈值时，PFC控制块356禁用PFC前端以节省能源。并非所有实施例都使用PFC控制块356。

输入功率数据350被路由到OPP控制块360。在图3中，OPP控制块360包括比较器178的功能。OPP控制块360输出指示相对于最大功率参考值计算出的输入功率的数字值。数模转换器362将来自OPP控制块360的数字值转换为电路节点183上的模拟值。当输入功率增加到大于所需最大值时，电路节点183偏置可变反馈箝位184，以降低电路节点185处的电压电势。

OPP 160只需输入V_FB、V_IN和V_CS即可在集成电路上实现。对OPP 160的控制由微处理器执行代码来实现，或由MOSFET 112和MOSFET 116的控制信号触发的状态机来实现。OPP 160通过对电流感应电压进行两次采样并除以时间来计算出平均输入电流。在接通和断开事件期间对V_CS采样，并计算出由两个采样点限定的斜率，约去磁化电流分量，从而确定平均输入电流。平均输入电流信息与输入电压相乘得到输入功率。通过经由可变反馈箝位184来降低反馈电压，将输入功率限制在参考水平。在一些实施例中，使用另外的线性补偿来消除由应用的低效率造成的输入功率与输出功率之间的差值。

虽然已示出并详细描述了一个或多个实施例，但技术人员将理解，在不脱离本公开范围的情况下可对这些实施例作出修改和调整。下文中列出了多个示例性实施例，而其他实施例也是可能的。

在第一实施例中，生成电压信号的方法包括如下步骤：提供包括谐振电容器的电源转换电路、提供在第一时间采集的谐振电容器电压电势的第一样本、第二时间采集的谐振电容器电压的第二样本，并根据第一样本和第二样本之间的差值来确定电力转换电路的功率电平。

在第二实施例中，第一实施例的方法还包括如下步骤：提供包括门极端的MOSFET、选择大约为MOSFET的接通时间的第一时间、以及选择大约为MOSFET的断开时间的第二时间。

在第三实施例中，第一实施例的方法还包括如下步骤：提供计时电路、以及使用该计时电路测量第一时间与第二时间之间的差值。

在第四实施例中，第一实施例的方法还包括如下步骤：提供电源转换电路的输入电压的第三样本，以及根据输入电压的第三样本来确定电源转换电路功率。

在第五实施例中，第一实施例的方法还包括如下步骤：根据功率电平来控制功率因数校正电路。

在第六实施例中，第一实施例的方法还包括如下步骤：提供被配置为限制功率电平的可变箝位，并根据功率电平控制可变箝位。

在第七实施例中，确定电源转换电路功率电平的方法包括如下步骤：在第一时间采集谐振电容器的电压电势的第一样本、在第二时间采集谐振电容器的电压电势的第二样本，并根据第一样本和第二样本来确定电流。

在第八实施例中，第七实施例的方法还包括如下步骤：采集电源转换电路的输入电压的第三样本，以及根据第一样本、第二样本、第三样本来确定电源转换电路的功率电平。

在第九实施例中，第八实施例的方法还包括如下步骤：当功率电平超过阈值时限制电流。

在第十实施例中，第八实施例的方法还包括如下步骤：当功率电平低于阈值时，暂时禁用电源转换电路。

在第十一实施例中，第八实施例的方法还包括如下步骤：根据电源转换电路的输出电压提供反馈信号，并且当功率电平超过阈值时将反馈信号分流至接地电压电势。

在第十二实施例中，第七实施例的方法还包括如下步骤：提供LLC谐振模电源转换电路。

在第十三实施例中，第七实施例的方法还包括如下步骤：在第一时间和第二时间之间启用计时电路，并根据第一样本、第二样本和计时电路的输出来确定电流。

在第十四实施例中，第十三实施例的计时电路包括模拟计时器或数字计数器。

在第十五实施例中，电源转换电路包括分体谐振电容。模数转换器被配置为对分体谐振电容的电压电势进行采样。输入功率计算器被配置为根据分体谐振电容的样本，确定电源转换电路的功率电平。

在第十六实施例中，第十五实施例的电源转换电路还包括MOSFET，该MOSFET包括耦接到分体谐振电容的导通端。触发块包括耦接到MOSFET的控制端的输入和被配置为触发采样的触发块的输出。

在第十七实施例中，第十五实施例的电源转换电路还包括耦接到输入功率计算器的功率因数校正控制器。

在第十八实施例中，第十五实施例的电源转换电路还包括耦接到输入功率计算器的输出的阶跃控制器。

在第十九实施例中，第十五实施例的电源转换电路还包括耦接到输入功率计算器的输出的数模转换器。

在第二十实施例中，第十九实施例的电源转换电路还包括耦接到数模转换器的输出的可变箝位。