受电装置的制作方法

本实用新型涉及从送电装置接受电力并向负载电路提供电源电压的受电装置，特别涉及受电电压的变动激烈的受电装置。

背景技术：

在专利文献1中示出从鼠标垫非接触提供电力的无线鼠标的非接触供电系统。

从鼠标垫中所具备的送电线圈产生磁通，该磁通与受电线圈交链来受电并动作，在这样的无线受电鼠标中，若鼠标暂时从鼠标垫偏离到不接受电力的位置，受电电力就会降低，向鼠标提供的电源电压就会降低。若电源电压低于给定的电压，则包括鼠标内所具备的控制IC的负载电路被复位，因此鼠标的动作变得不连续，操作性非常低。

为此在专利文献1所示的无线鼠标的非接触供电系统中具备：从设于鼠标垫的多个线圈选择与鼠标的位置对应的1个供电线圈的供电用选择单元；和将经由受电线圈受电的电力充电到双电层电容器(以下称作「EDLC 」)的电路。通过该构成，在来自鼠标垫的受电时对EDLC充电电荷，在不能从鼠标垫受电时，从EDLC对负载电路提供电力。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：JP特开2009-271846号公报

技术实现要素：

实用新型要解决的课题

EDLC这样的蓄电单元能在瞬间或短时间的电力的阻断时维持鼠标的动作。但在设置EDLC的情况下，若与从鼠标垫受电的受电电力相比向EDLC充电的电力更大，则提供给负载电路的电压的上升沿变得平缓，有成为鼠标的启动需要时间的启动延迟的情况。另外，若受电电力暂时降低，则虽然从EDLC对负载电路提供电力，但EDLC的蓄电量减少，若提供给负载的电压降低，鼠标的动作就会停止。在提供给负载的电压成为零前增加受电电力来使提供给负载的电压上升的情况下，有成为鼠标的动作保持停止而不能恢复的误动作的情况。

上述事象并不限于无线鼠标的非接触供电系统，在从送电装置向受电装置的电力供电系统中，对受电电压会变得不稳定的电力供电系统共通。

本实用新型的目的在于，提供防止与受电电压的变动相伴的负载电路的启动延迟或误动作的受电装置。

用于解决课题的手段

(1)本实用新型的无线电力受电系统的特征在于，具有：从送电装置接受电力的受电部；和设于所述受电部与负载电路之间、充电来自所述受电部的输出电压的蓄电部，所述受电装置的特征在于，具备在负载电路的输入电压低于第1阈值的情况下将所述蓄电部从所述负载电路阻断的阻断电路。

根据上述构成，负载电路的输入电压(受电部的输出电压)逐渐降低，在低于第1阈值的情况下，蓄电部被从负载电路阻断，由此阻断从蓄电部向负载电路的电源电压提供。由此，负载电路避免了不稳定的电源电压持续所引起的误动作。

(2)优选，所述阻断电路具备与所述蓄电部串联连接的第1开关元件。由此没有了蓄电部的无谓的电荷放电，在之后的蓄电部的连接时能从该压起开始蓄电。即，由于连接之后立即就能有效利用蓄电部的电压，因此能缩短启动所需的时间。

(3)在上述(1)或(2)的基础上优选，具备在所述输入电压超过高于所述第1阈值的第2阈值的情况下增加提供给所述蓄电部的电流的快速充电电路。由此，即使开始向蓄电部的快速充电也能向负载电路迅速提供电源电压，且因快速充电而蓄电部的电压快速上升，因此能应对之后紧接着的受电电力的降低。

(4)在上述(2)的基础上优选，具备在所述输入电压超过高于所述第1阈值的第2阈值的情况下增加提供给所述蓄电部的电流的快速充电电路，所述快速充电电路具备与所述电阻元件并联连接的第2开关元件。由此仅使第2开关导通就能快速充电。即能以简单的电路构成。

(5)在上述(4)的基础上优选，还具备：检测所述输入电压的分压电路；在所述输入电压超过第2阈值时接通从而将所述第1开关元件以及所述第2开关元件接通的开关电路；和通过所述开关电路的接通来切换所述分压电路的分压比、并在所述输入电压低于所述第1阈值时断开所述开关电路的分压比切换电路。由此，能使用检测输入电压的单一的电路并使用输入电压的2个阈值进行从蓄电部向负载电路的电源电压的提供/阻断的切换和快速充电的执行/停止的切换。

(6)在上述(4)或(5)的基础上优选，具备与所述第2开关元件并联连接的电阻元件。由此电阻元件构成辅助充电电流路径。在蓄电部30 由化学二次电池构成的情况下，优选在从过放电状态进行充电时从微小的充电电流起进行充电。

(7)在上述(1)到(6)的任一者的基础上优选，所述蓄电部包含双电层电容器。由于一般双电层电容器与化学二次电池相比内部电阻更低，因此能缩短充电时间，在断续的电力受电的状况下也可迅速进行向蓄电部的充电。另外，由于双电层电容器与化学二次电池相比体积能量密度以及重量能量密度更高，因此能运用在小型轻量的受电装置中。

(8)在上述(1)到(7)的任一者的基础上，优选，例如所述受电部从所述送电装置无线接受电力。由此有效果地防止了与受电电力的变动相伴的负载电路的启动延迟或误动作。

(9)在上述(8)的基础上可以构成为，所述负载电路例如是鼠标的电路，所述受电部从设于鼠标垫的所述送电装置接受电力。

实用新型的效果

根据本实用新型，构成防止了与受电电压的变动相伴的负载电路的启动延迟或误动作的受电装置。

附图说明

图1A是第1实施方式所涉及的无线受电装置100A和送电装置200 所构成的无线电力供电系统的框图。

图1B是第1实施方式所涉及的无线受电装置100B和送电装置200 所构成的无线电力供电系统的框图。

图2是受电部10的电路图。

图3是表征与负载电路20的输入电压相应的阻断电路40以及快速充电电路50的动作的流程图。

图4是表征与负载电路20的输入电压相应的阻断电路40以及快速充电电路50的动作的表格。

图5是第2实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。

图6是负载电路20的输入电压Vin以及蓄电部30的充电电压(两端电压)Vc的波形图。

图7是第3实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。

图8是第4实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。

图9是第5实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。

图10是第6实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。

图11是第7实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。

图12是第8实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。

图13(A)、(B)是表示与第8实施方式所涉及的无线受电装置所具备的晶体管Q1的状态相应的分压比切换电路61的分压比切换的图。

图14是表征与负载电路的输入电压Vin相应的晶体管Q1、FETQ2、 Q6的状态过渡的流程图。

图15是表征与负载电路的输入电压Vin相应的蓄电部30的连接/阻断的状态过渡的图。

图16是负载电路的输入电压Vin以及蓄电部30的充电电压(两端电压)Vc的波形图。

图17是第9实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。

图18是第10实施方式所涉及的电力供电系统的框图。

具体实施方式

以后，参考附图来举出几个具体的示例，从而示出用于实施本实用新型的多个形态。在各图中对同一部位标注同一标号。考虑到要点的说明或理解的容易性，并为了方便，将实施方式分开表示，但能进行不同实施方式中示出的构成的部分的置换或组合。在第2实施方式以后，省略对与第 1实施方式共通的事项的记述，仅说明不同点。特别对同样的构成的同样的作用效果，不再对每个实施方式逐次提及。

《第1实施方式》

图1A是第1实施方式所涉及的无线受电装置100A和送电装置200 所构成的无线电力供电系统的框图。图1B是第1实施方式所涉及的无线受电装置100B和送电装置200所构成的无线电力供电系统的框图。送电装置200例如是鼠标垫，无线受电装置是从鼠标垫无线接受电力的无线鼠标。

图1A所示的无线受电装置100A具备：从送电装置200无线接受电力的受电部10；和消耗在受电部10接受的电力的负载电路20。在受电部 10与负载电路20之间设置充电受电部10的输出电压的蓄电部30。另外设置有在负载电路20的输入电压低于第1阈值的情况下将蓄电部30从负载电路阻断的阻断电路40。

受电部10通过与送电装置200的送电部211磁场耦合、电场耦合或电磁场耦合来无线接受电力。受电部10由共振部11、整流平滑电路12 以及电压稳定化电路13构成。

阻断电路40具备：与蓄电部30串联连接的开关SW1；和将负载电路 20的输入电压与第1阈值比较来控制开关SW1的电压检测电路41。

快速充电电路50具备：与蓄电部30串联连接的电阻Rc；与电阻Rc 并联连接的开关SW2；将负载电路20的输入电压与第2阈值比较来控制开关SW2的电压检测电路51。

图1B所示的无线受电装置100B与图1A所示的无线受电装置100A 相比，阻断电路40的构成以及快速充电电路50的构成不同。在无线受电装置100B中，从负载电路的输入电压(受电部10的输出电压)Vin的线到基准电位(接地)为止，按照阻断电路40、蓄电部30、快速充电电路 50的顺序将它们串联连接。其他构成都与无线受电装置100A相同。

图1A所示的无线受电装置100A、图1B所示的无线受电装置100B 都同样进行动作。

图2是受电部10的电路图。共振部11具备受电线圈Ls1、Ls2、Ls3 和电容器Crsl、Crs2、Crs3。由受电线圈Lsl和电容器Crsl构成第1谐振电路，由受电线圈Ls2和电容器Crs2构成第2谐振电路，由受电线圈Ls3 和电容器Crs3构成第3谐振电路。

整流平滑电路12由二极管Dr以及电容器Col构成，对上述的谐振电路的电压进行整流、平滑。

电压稳定化电路13由正特性热敏电阻PTC、齐纳二极管ZDp、二极管Dp以及DC-DC转换器CNV构成。正特性热敏电阻PTC限制过电流时或过热时的流入电流，齐纳二极管ZDp确定受电电压的上限电压。二极管 Dp成为流到DC-DC转换器CNV的输入部的回流电流的路径。

DC-DC转换器CNV被输入非稳定直流电压，通过基于输出电压与基准电压的比较的反馈控制来输出稳定化直流电压。

图3是表征与负载电路20的输入电压相应的阻断电路40以及快速充电电路50的动作的流程图。另外，图4是表征与负载电路20的输入电压相应的阻断电路40以及快速充电电路50的动作的表格。

基于负载电路的输入电压(受电部10的输出电压)Vin与第1阈值 Vth1、第2阈值Vth2的高低关系的阻断电路40以及快速充电电路50的动作的一例如下那样。

[SW1的接通条件]

Vin≥Vth1(3.9V)

[SW2的接通条件]

Vin≥Vth2(4.0V)

例如Vin的额定电压是5.0V，Vth1＝3.9V、Vth2＝4.0V。

若开始受电，则负载电路20的输入电压Vin快速上升。若Vin达到负载电路20能动作的电压，则负载电路20开始动作。若Vin超过4.0V，则开关SW1、SW2一起成为接通状态。由此蓄电部30开始快速充电。由于该时间点的Vin(＝4.0V)是对负载电路而言足够的电压，因此充电电流开始流向蓄电部30，由此Vin的上升变得缓慢，电压Vin不会暂时降低，抑制了负载电路的误动作。

之后若受电电力降低或停止，蓄电部30转向放电，蓄电部30的充电电压维持负载电路20的输入电压Vin。之后蓄电部30的电压逐渐降低。若负载电路20的输入电压Vin不足3.9V，则开关SW1成为断开状态，从而蓄电部30被阻断(切离)。由此Vin快速降低。因此，不会对负载电路持续施加不足够的电压Vin，防止了负载电路的误动作。另外，在之后的受电开始所引起的Vin的上升时，负载电路的上电复位工作，正常启动。另外，通过上述开关SW1成为断开状态来切离蓄电部30，消除了蓄电部 30的无谓的电荷放电，能在之后的蓄电部的连接时从该电压开始蓄电。即，连接之后立即就能有效利用蓄电部30的电压。

另外，在图2中示出在共振部11具备3组谐振电路的示例，但在共振部中具备1组谐振电路的构成下也同样适用，起到同样的作用效果。另外也可以具备4组以上。另外，在图2中示出了在整流平滑电路12中在每个谐振电路具备二极管(Dr1、Dr2、Dr3)的示例，但在整流平滑电路 12中具备1个整流电路的构成下也同样适用，起到同样的作用效果。例如在图2中由受电线圈Ls1和电容器Crsl构成共振部，由二极管Dr1和电容器Co1构成整流平滑电路12。

另外，在图2中示出了电压稳定化电路13中具备正特性热敏电阻 PTC、齐纳二极管ZDp以及二极管Dp的示例，但这些并不是必须，能没有任意者或全部。

在本实施方式中作为位置频繁移动那样的受电装置的示例而举出鼠标，但也能同样适用于从送电装置无线接受电力的玩具、游戏机的控制器等中，起到同样的效果。

《第2实施方式》

在第2实施方式中，示出第1实施方式中图1A、图1B所示的电路当中的阻断电路40以及快速充电电路50的具体的电路的示例。

图5是第2实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。在图5中，用电阻Ro表征负载电路20。另外，蓄电部30 将EDLC与电阻的并联电路的组串联连接2组。

电阻R11、R12构成电压检测电路41。另外，电阻R31、R32构成电压检测电路51。晶体管Q1、电阻R2以及FETQ2构成开关SW1。另外，晶体管Q3以及电阻R33构成开关SW2。在图5中对FETQ2的体二极管以及寄生容量进行表征。

另外，在电阻Rc并联连接二极管Dc。该二极管Dc构成蓄电部30的放电电流路径，电阻Rc构成辅助充电电流路径。在蓄电部30由化学二次电池构成的情况下，期望在从过放电状态对蓄电部30进行充电时从微小的充电电流起进行充电。通过将上述电阻Rc所构成的辅助充电电流路径与流过快速充电电流的路径并联连接，能在快速充电以外的期间对进行蓄电部30辅助充电。

图5所示的电路的动作如下那样。

若Vin成为第1阈值电压Vth1(3.9V)以上，则流过晶体管Q1的基极-发射极电流，Q1成为接通，由此在Q1→R2→FETQ2的体二极管的路径流过电流，Q2的栅极-源极间电压变高而Q2成为接通。

若Vin成为第2阈值电压Vth2(4.0V)以上，则流过晶体管Q3的基极-发射极电流，Q3成为接通。通过Q3的接通，在DC-DC转换器 CNV→Q3→R33→30→Q2的路径流过快速充电电流。

在蓄电部30的放电时，在30→Dc→Ro→Q2→30的路径流过放电电流。

若Vin不足第1阈值电压Vth1(3.9V)，则Q2成为断开从而蓄电部 30的电压被阻断，Vin快速降低。另外，蓄电部30的电荷得以保持。

图6是负载电路20的输入电压Vin以及蓄电部30的充电电压(两端电压)Vc的波形图。在时刻t1开始受电后，负载电路20的输入电压Vin 快速上升，在Vin超过4.0V的时间点，Q2、Q3一起为接通状态。通过Q2、Q3一起为接通，蓄电部30被快速充电。若Vin达到负载电路20能动作的电压，则负载电路20开始动作。

时刻t1以后，蓄电部30的充电电压Vc从时刻t1上升，向Vin渐近。

在之后的时刻t2停止受电，则蓄电部30转向放电。在该状态下，由于FETQ2的On电阻引起的电压降以及二极管Dc的正向电压引起的电压降，向负载电路20的输入电压Vin成为约4.4V。

之后蓄电部30的电压逐渐降低，与此相伴Vin也降低。若Vin不足 3.9V，则Q2成为断开状态，蓄电部30被阻断(切离)。由此Vin快速降低。因此，不会对负载电路持续施加不足够的电压Vin，防止了负载电路的误动作。另外，在之后的受电开始所引起的Vin的上升时，负载电路的上电复位工作，正常启动。

《第3实施方式》

在第3实施方式中示出与第2实施方式不同的阻断电路40以及快速充电电路50的具体的电路的示例。

图7是第3实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。与图5所示的无线受电装置相比，电压检测电路51的基准电位侧连接点不同。在本实施方式中，将电压检测电路51的基准电位侧与DC-DC转换器CNV以及负载电路20的接地连接。

根据本实施方式，快速充电电路用的电压检测电路51不受阻断电路用的FETQ2中的电压降的影响。为此在Vin的上升时，能以更高的精度开始快速充电。

《第4实施方式》

在第4实施方式中示出在快速充电电路的开关中使用FET的示例。

图8是第4实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。与图7所示的无线受电装置相比，快速充电电路的构成不同。在本实施方式中，由晶体管Q4、电阻R51、R52、FETQ5构成快速充电电路用的开关(参考图1A的SW2)。

若Vin成为第2阈值电压Vth2(4.0V)以上，则流过晶体管Q4的基极-发射极电流，Q4成为接通。通过Q4的接通，FETQ5的栅极电位降低， Q5成为接通。由此在DC-DC转换器CNV→Q5→30→Q2的路径流过快速充电电流。

与图5、图7所示那样利用双极晶体管即电流驱动型的晶体管的情况相比，能使偏置电阻(图8的示例中为电阻R51、R52)成为高电阻，由此能减低偏置电阻引起的电力损耗。

《第5实施方式》

在第5实施方式中示出在快速充电电路的开关中使用N沟道FET的示例。另外示出快速充电电路的FET与阻断电路用的FET的连接形态与第4实施方式不同的示例。

图9是第5实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。在本实施方式中，由晶体管Q3、FETQ6构成快速充电电路用的开关(参考图1A、图1B的SW2)。FETQ6与FETQ2同样是N 沟道FET。

若Vin成为第2阈值电压Vth2(4.0V)以上，则流过晶体管Q3的基极-发射极电流，Q3成为接通。通过Q3的接通，FETQ6的栅极电位上升， Q6成为接通。由此在DC-DC转换器CNV→30→Q6→Q2的路径流过快速充电电流。

一般来说，与P沟道FET相比而N沟道FET的接通电阻更低，因此根据本实施方式，能更加减低快速充电电路50中的电力损耗。

《第6实施方式》

在第6实施方式中示出共用快速充电电路和阻断电路的电压检测电路的示例。

图10是第6实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。在本实施方式中，电阻R11、R12所构成的电压检测电路41是快速充电电路用的电压检测电路且是阻断电路的电压检测电路。在本实施方式中，第1阈值电压Vth1和第2阈值电压Vth2是相同值(例如3.95V)。

若Vin成为第2阈值电压Vth2(3.95V)以上，则流过晶体管Q1的基极-发射极电流，Q1成为接通。通过Q1的接通，在Q1→R2→FETQ2 的体二极管的路径流过电流，Q2的栅极-源极间电压变高而Q2成为接通。另外，FETQ6的栅极电位上升，Q6成为接通。由此在DC-DC转换器CNV→30→Q6→Q2的路径流过快速充电电流。

若Vin不足第1阈值电压Vth1(3.95V)，则晶体管Q1断开，由此 Q2、Q6断开。

根据本实施方式，能减低电路元件数，能实现小型化、低成本化。

《第7实施方式》

在第7实施方式中示出在阻断电路使用双极晶体管的示例。

图11是第7实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。与图5所示的无线受电装置相比，阻断电路的构成上不同。在本实施方式中，由晶体管Q1、Q2、电阻R2、R13、二极管D2构成阻断电路用的开关(参考图1A的SW1)。在此，电阻R13限制晶体管 Q2的基极电流，二极管D2构成晶体管Q2的基极电流路径。该阻断电路以外的构成都与第2实施方式中图5所示的电路相同。

若Vin成为第1阈值电压Vth1(3.9V)以上，则流过晶体管Q1的基极-发射极电流，Q1成为接通，由此在Q1→R13→Q2→二极管D2的路径流过电流，流过Q2的基极-发射极电流，Q2成为接通。

在蓄电部30的放电时，在30→Dc→Ro→Q2→30的路径流过放电电流。若Vin不足第1阈值电压Vth1(3.9V)，则Q1、Q2断开，蓄电部 30的电压被阻断，Vin快速降低。另外，蓄电部30的电荷得以保持。

如此也可以用双极晶体管构成阻断电路的开关。将阻断电路的开关变更成双极晶体管，对图7～图10的任意的无线受电装置都能同样适用。

《第8实施方式》

在第8实施方式中，使用检测输入电压的单一的电路并用输入电压的 2个阈值进行从蓄电部向负载电路的电源电压的提供/阻断的切换、和快速充电的执行/停止的切换的受电装置的示例。

图12是第8实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。与第6实施方式中图10所示的电路在具备分压比切换电路61这点上不同。另外，电压检测电路41，在输入电压Vin为第2阈值电压Vth2(4.0)V以上使晶体管Q1接通。其他构成都与第6实施方式所示的电路相同。

在图12中，电阻R11、R12所构成的电压检测电路41是快速充电电路用的电压检测电路，且是阻断电路的电压检测电路。但在本实施方式中，第1阈值电压Vth1和第2阈值电压Vth2不同。

分压比切换电路61具备：电阻R41、R42所构成的电阻分压电路；和与电阻R41并联连接的电阻R1、二极管D1以及晶体管Q1的串联电路。另外，分压比切换电路61具备：与电阻R11、R12串联连接的分流调节器 SR；和连接到该分流调节器SR的基准电压输入端与阴极端之间的电容器 C1。

图12所示的电路的动作如以下那样。

电阻R41、R42所构成的分压电压作为分流调节器SR的基准电压而被输入。为此在分流调节器SR的阳极-阴极间流过的电流对应于基准电压来确定。基准电压越上升，则阳极-阴极间电流越增大。

若输入电压Vin成为第2阈值电压Vth2(4.0V)以上，则晶体管Q1 的基极-发射极间电压超过阈值，Q1接通。

通过Q1的接通，在Q1→R2→FETQ2的体二极管的路径流过电流， Q2的栅极-源极间电压变高，Q2成为接通。另外，FETQ6的栅极电位上升，Q6接通。由此在DC-DC转换器CNV→30→Q6→Q2的路径流过快速充电电流。

另一方面，通过上述晶体管Q1的接通而晶体管Q1、二极管D1、电阻R1的串联电路与电阻R41并联连接。

图13(A)、(B)是表示与上述晶体管Q1的状态相应的分压比切换电路61的分压比切换的图。晶体管Q1为断开后，如图13(A)所示那样，分压比切换电路61的分压比成为由电阻R41、R42确定的分压比。该状态下晶体管Q1成为接通的阈值是第2阈值电压Vth2(4.0V)。晶体管 Q1为接通后，如图13(B)所示那样，分压比切换电路61的分压比实质成为电阻R1与电阻R41的并联电路、和电阻R42确定的分压比。该状态下晶体管Q1成为断开的阈值是第1阈值电压Vth1(3.9V)。

图14是表征与负载电路的输入电压Vin相应的晶体管Q1、FETQ2、 Q6的状态过渡的流程图。另外，图15是表征与负载电路的输入电压Vin 相应的蓄电部30的连接/阻断的状态过渡的图。

若输入电压Vin成为第2阈值电压Vth2(4.0V)以上，则晶体管Q1 接通，由此Q2、Q6成为接通。即连接蓄电部30。之后，直到输入电压 Vin变得不足3.9V为止都维持该连接状态。若输入电压Vin变得不足第1 阈值Vth1(3.9V)，则晶体管Q1成为断开，由此Q2、Q6成为断开。即阻断蓄电部30。

由于上述的分压比切换电路61的分压比切换动作，在蓄电部30的连接/阻断的状态过渡中出现滞后。另外，电容器C1是负反馈电路，为了分流调节器SR的动作稳定化而设。

图16是负载电路的输入电压Vin以及蓄电部30的充电电压(两端电压)Vc的波形图。在时刻t1开始受电后，负载电路的输入电压Vin快速上升，在Vin超过4.0V的时间点，Q2、Q6一起成为接通状态，从而蓄电部30被快速充电。

在之后的时刻t2停止受电，蓄电部30转向放电。由于在该状态下 FETQ2、Q6一起为接通状态，因此没有FET的体二极管引起的电压降。若与第2实施方式中图6所示的波形图对比，则可知没有t2以后的Vin 的电压降。

根据本实施方式，由于不需要个别具备快速充电电路用的电压检测电路和阻断电路用的电压检测电路，因此能谋求部件数的削减带来的小型化、低成本化。另外，由于在蓄电部30的放电状态下没有FET的体二极管引起的电压降，因此与之相应，能使蓄电部30的放电时间(使用可能时间)长时间化。

《第9实施方式》

在第9实施方式中示出与第8实施方式所示的示例相比分压比切换电路的构成不同的示例。

图17是第9实施方式所涉及的无线受电装置的阻断电路以及快速充电电路的电路图。本实施方式的电路所具备的分压比切换电路62将图12 所示的分压比切换电路61中的分流调节器SR替换成晶体管Q7而得到。

在图17中，基于电阻R41、R42的分压电压被输入到晶体管Q7的基极-发射极间。为此，流过晶体管Q7的集电极电流对应于基极电压而确定。基极电压越上升，则集电极电流越增大。

若输入电压Vin成为第2阈值电压Vth2(例如4.0V)以上，则流过晶体管Q1的基极-发射极电流，晶体管Q1接通。晶体管Q1一旦接通，则分压比切换电路62的分压比发生变化，直到输入Vin变得不足3.9V为止都维持该连接状态。若输入电压Vin变得不足第1阈值Vth1(3.9V)，则晶体管Q1断开，由此Q2、Q6断开。

通过分压比切换电路62的上述的动作，电路整体与第8实施方式同样发挥作用。

《第10实施方式》

在第10实施方式中示出无线鼠标以外的电力供电系统。

图18是第8实施方式所涉及的电力供电系统的框图。与第1实施方式中图1A、图1B所示的无线电力供电系统不同，受电装置108与送电装置208直接连接。送电装置200例如是汽车或自行车的发电机(交流发电机)。从该发电机产生的电压对应于引擎的旋转数等而大幅变动。受电装置108的负载电路20例如是汽车或自行车的车灯。

受电装置108的受电部10由整流平滑电路12和电压稳定化电路13 构成。在送电装置208是直流发动机那样产生直流电压的发电机的情况下，不需要整流平滑电路12。阻断电路40以及快速充电电路50的构成与第1 实施方式所示的相同。

如本实施方式所示那样，本实用新型的受电装置并不限于无线受电装置，在从送电装置向受电装置的电力供电系统中，能适用于由于使用形态不同从而受电电压会变得不稳定的电力供电系统。

另外，蓄电部30并不限于包含EDLC，在由化学二次电池或其他电容器构成的情况下也适用本实用新型。

最后，上述的实施方式的说明在全部点上都是例示而并非限制。对本领域技术人员而言，能适宜进行变形以及变更。例如能进行不同的实施方式中示出的构成的部分的置换或组合。本实用新型的范围不是由上述的实施方式而是由权利要求书给出。进而在本实用新型的范围中，意图包含与权利要求书等同的意义以及范围内的全部变更。

标号的说明

CNV DC-DC转换器

Col 电容器

Crsl、Crs2、Crs3 电容器

Dc、Dp、D1、D2 二极管

Dr1、Dr2、Dr3 二极管

Ls1、Ls2、Ls3 受电线圈

PTC 正特性热敏电阻

Q1、Q3、Q4、Q7 晶体管

Q2、Q5、Q6 FET

R11、R12、R13 电阻

R1、R2 电阻

R31、R32、R33 电阻

R41、R42 电阻

R51、R52 电阻

Rc 电阻

Ro 负载电路

SW1、SW2 开关

Vc 充电电压

Vin 负载电路的输入电压

Vth1 第1阈值

Vth2 第2阈值

ZDp 齐纳二极管

10 受电部

11 共振部

12 整流平滑电路

13 电压稳定化电路

20 负载电路

30 蓄电部

40 阻断电路

41 电压检测电路

50 快速充电电路

51 电压检测电路

61、62 分压比切换电路

100A、100B 无线受电装置

108 受电装置

200 送电装置

208 送电装置

211 送电部