基于BUCK‑LLC两级DC/DC变换器的双环定频控制方法与流程

本发明涉及一种两级DC/DC变换器的双环控制方法，尤其是一种基于BUCK-LLC两级DC/DC变换器的双环定频控制方法。

背景技术：

DC/DC变换器在工业领域中有着广泛的应用，如电动汽车车载充电机，LED的驱动，新能源发电的直流汇聚系统等。软开关技术在DC/DC变换器中被广泛使用，在ZVS和ZCS模式下它可以减小开关损耗和EMI的干扰。

LLC谐振变换器软开关技术可以实现初级开关管的ZVS，次级二极管的ZCS。它的开关频率相对于传统软开关技术更高，在保证效率的情况下可以明显提高变换器的功率密度。但当LLC变换器输入电压变化范围较大时会导致开关管开关频率波动较大，不利于磁性元件的设计和电磁干扰的减小。而两级DC/DC变换器可以很好的解决上述问题，成为了研究的热点。

为此，人们做出了各种努力，文献“An improved wide input vol tage buck-boost+LLC cascaded converter[J]”，Sun X,Qiu J,Li X,《IEEE Energy Convers ion Congress and Exposi tion》,2015:1473-1478(“一种改进宽输入电压范围的buck-boost+LLC级联型变换器”，《IEEE电能转化会议》，2015年1473-1478页)使用了Boost与LLC级联的DC/DC变换器，通过调节前级Boost变换器的占空比来达到调节变换器输出的目的，但前级采用Boost升压变换器不利于后级LLC变换器MOS管的选取。

文献“Boost-LLC高效率DC/DC变换器[J]”,施玉祥,柳绪丹,邓成，《电力电子技术》，2010,44(8):24-26，使用了BUCK-Boost与LLC级联的变换器，并使用移相控制策略，来保证LLC在全负载范围可以实现软开关，但控制系统设计复杂，所需元器件数量多，成本高。

文献“Improved Power Qual ity Buck-Boost Converter fed LLC Resonant Converter for Induction Heater”，Bhim Singh,Rahul Pandey，《2016IEEE6th Internat ional Conference on Power Systems(ICPS)》，IEEE,2016:1-6(“带有LLC谐振变换器的用于改进电源质量的buck-Boost变换器在电热感应上应用”，《2016年IEEE第六届国际电力系统会议(ICPS)》，2016年1到6页)。针对前级Buck-Boost变换器和后级LLC变换器采用了分开独立控制的方法，不利于整个系统的稳定性，抗干扰能力不强。

文献“Buck+半桥LLC倍压谐振两级式DC/DC变换器”，张晋玮，周东方，李建兵，郑阳勇，《信息工程大学报》，2012.06.009。针对两级DC/DC变换器采用了单环控制方法，系统响应速度慢，抗干扰能力也没有得到提高。

综上所述，现有技术均未能同时解决两级DC/DC变换器的以下问题：

1、两级DC/DC变换器系统稳定性差，抗外界干扰能力弱。

2、控制系统设计复杂，不利于在实际中的工程应用。

3、两级DC/DC变换器输入电压调节范围窄，不利于应用在宽电压输入范围。

4、控制系统响应速度慢，不利于输出电压的快速响应。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，针对BUCK-LLC两级DC/DC变换器的控制策略，采用双环定频控制策略，其控制性能相对于传统的单环控制策略动态响应速度更快，稳态性能更好。采用这种控制方法两级DC/DC变换器输入电压范围较宽，抗负载扰动能力较强，具有一定的工程应用价值。

为解决本发明的技术问题，本发明提供了一种基于BUCK-LLC两级DC/DC变换器的双环定频控制方法。

本发明所涉及电路拓扑结构为两级结构，前级BUCK变换器包括直流输入电压V_in、开关管S1、开关管S2，电感L_BUCK、输出电容C_in；后级LLC变换器包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、谐振电感L_r、谐振电容C_r、高频变压器T、二极管D_R1、二极管D_R2、输出电容C₀、输出负载电阻R₀；

开关管S1的集电极连接输入电压V_in的正极，开关管S2的集电极连接开关管S1的发射极，开关管S2的发射极连接直流输入电压V_in的负极，BUCK变换器的电感L_BUCK一端连接开关管S1的发射极与开关管S2集电极的交点，另一端连接BUCK变换器的输出电容C_in的正极，BUCK变换器的输出电容C_in的负极连接输入电压V_in负极与开关管S2发射极的交点；

LLC变换器开关管Q1和Q3首尾串联，即开关管Q1的集电极连接LLC变换器输入电容C_in的正极，开关管Q3的集电极连接开关管Q1的发射极，开关管Q3的发射极连接BUCK变换器的输出电容C_in的负极；LLC变换器开关管Q2和Q4首尾串联，即开关管Q2的集电极连接BUCK变换器的输出电容C_in的正极，开关管Q2的发射极连接开关管Q4的集电极，开关管Q4的发射极连接LLC变换器输入电容C_in的负极；开关管Q1发射极与开关管Q3集电极的交点引出作为A点，开关管Q2发射极与开关管Q4集电极的交点引出作为B点；LLC变换器的谐振电感L_r一端连接A点，另一端连接高频变压器T边的原边正极，高频变压器T原边的负极连接LLC变换器谐振电容C_r的一端，LLC变换器谐振电容C_r的另一端连接B点；高频变压器T副边带有中心抽头，中心抽头连接LLC输出电容C₀的负极，高频变压器T副边正极连接二极管D_R1的正极，高频变压器T副边负极连接二极管D_R2的正极，二极管D_R1的负极与二极管D_R2的负极相连；二极管D_R1负极与二极管D_R2负极的交点连接LLC变换器输出电容C₀的正极；负载电阻R₀正极连接LLC变换器输出电容C₀的正极，负载电阻R₀负极接LLC变换器输出电容C₀的负极；负载电阻两端的电压U₀为LLC变换器的输出电压；

本控制方法包括对BUCK-LLC两级DC/DC变换器输出电压和BUCK变换器电感电流的采样，主要步骤如下：

步骤1，计算LLC变换器谐振电感和谐振电容的谐振频率f_r，其表达式如下：

其中，L_r为LLC变换器的谐振电感，C_r为LLC变换器的谐振电容；

步骤2，设定LLC变换器开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4的开关频率fs为步骤1得到的谐振频率f_r，，利用差分电路采集BUCK-LLC两级DC/DC变换器的输出电压U₀，利用电流传感器采集BUCK变换器电感电流i_BUCK；

步骤3，将步骤2得到的两级DC/DC变换器的输出电压U₀与给定的两级DC/DC变换器的输出电压参考值U_0-ref相减得到电压调节误差errV，将电压调节误差errV经过PI调节器得到BUCK变换器电感电流i_BUCK的参考信号i_BUCK-ref，

errV＝U₀-U_{0_ref}

i_{BUCK_ref}＝Kpv·errV+Kiv·∫errVdt

其中Kpv为电压误差PI调节器的比例系数，Kiv为电压误差PI调节器的积分系数，t为积分时间。

步骤4，先将步骤3得到的BUCK变换器电感电流i_BUCK的参考信号i_BUCK-ref与步骤2采样得到的BUCK变换器电感电流i_BUCK进行相减得到电流调节误差errI，然后将电流调节误差errI经过PI调节器，对PI调节器输出信号限幅后得到BUCK变换器开关管驱动的调制波信号temp，

errI＝i_BUCK-i_{BUCK_ref}

temp＝Kpi·errI+Kii·∫errIdt

其中Kpi为电流误差PI调节器的比例系数，Kii为电流误差PI调节器的积分系数，t为积分时间；

步骤5，将步骤4得到的调制波信号temp与三角波载波进行比较，当调制波信号幅值大于三角载波幅值时输出高电平，当调制波信号幅值小于三角载波幅值时输出低电平，当调制波信号幅值等于三角载波幅值时输出电平保持不变，由此可以得到BUCK变换器开关管S1和开关管S2的驱动信号EPWM1和EPWM2。

优选地，步骤2中的LLC变换器的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为固定频率和占空比的开环控制。

优选地，步骤5中的BUCK变换器驱动信号EPWM1和EPWM2互补，即BUCK变换器开关管S1和S2互补导通。

优选地，步骤5中三角载波的频率为BUCK变换器开关频率，三角载波幅值为BUCK变换器直流输入电压V_in。

本发明相对于现有技术的有益效果是：

1、LLC谐振变换器开关频率固定，磁芯元件设计较为容易。

2、LLC谐振变换器工作在谐振频率处，工作效率较高。

3、双环定频控制方法使得变换器响应速度更快，稳定性更好。

4、LLC在谐振频率处，其增益不受负载变化的影响，抗负载扰动能力更强。

5、BUCK-LLC两级DC/DC变换器允许的电压输入范围更宽。

附图说明

图1是本发明的BUCK-LLC两级DC-DC变换器拓扑结构。

图2是本发明针对BUCK-LLC两级DC-DC变换器采用的双环控制框图。

图3是本发明中LLC谐振变换器开关管Q1两端电压u_ds和u_gs的仿真波形。

图4是本发明中LLC谐振变换器A、B两点间的电压u_AB的仿真波形。

图5是本发明中LLC谐振变换器谐振电感L_r的电流i_Lr和流过变压器T励磁电感电流i_Lm的仿真波形。

图6是本发明中当输入电压为60V时，BUCK变换器开关管S1和S2两端的驱动电压u_gs仿真波形。

图7是本发明中当输入电压为60V时，BUCK-LLC两级变换器输出电压U₀的仿真波形

图8是本发明中当输入电压为30V时，BUCK变换器开关管S1和S2两端的驱动电压u_gs仿真波形。

图9是本发明中当输入电压为30V时，BUCK-LLC两级变换器输出电压U₀的仿真波形

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细的描述。

图1为本发明的电路拓扑图，由该图可见，本发明所涉及电路拓扑结构为两级结构，前级BUCK变换器包括直流输入电压V_in、开关管S1、开关管S2，电感L_BUCK、输出电容C_in；后级LLC变换器包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、谐振电感L_r、谐振电容C_r、高频变压器T、二极管D_R1、二极管D_R2、输出电容C₀、输出负载电阻R₀。

开关管S1的集电极连接输入电压V_in的正极，开关管S2的集电极连接开关管S1的发射极，开关管S2的发射极连接直流输入电压V_in的负极，BUCK变换器的电感L_BUCK一端连接开关管S1的发射极与开关管S2集电极的交点，另一端连接BUCK变换器的输出电容C_in的正极，BUCK变换器的输出电容C_in的负极连接输入电压V_in负极与开关管S2发射极的交点；LLC变换器开关管Q1和Q3首尾串联，即开关管Q1的集电极连接LLC变换器输入电容C_in的正极，开关管Q3的集电极连接开关管Q1的发射极，开关管Q3的发射极连接BUCK变换器的输出电容C_in的负极；LLC变换器开关管Q2和Q4首尾串联，即开关管Q2的集电极连接BUCK变换器的输出电容C_in的正极，开关管Q2的发射极连接开关管Q4的集电极，开关管Q4的发射极连接LLC变换器输入电容C_in的负极；开关管Q1发射极与开关管Q3集电极的交点引出作为A点，开关管Q2发射极与开关管Q4集电极的交点引出作为B点；LLC变换器的谐振电感L_r一端连接A点，另一端连接高频变压器T边的原边正极，高频变压器T原边的负极连接LLC变换器谐振电容C_r的一端，LLC变换器谐振电容C_r的另一端连接B点；高频变压器T副边带有中心抽头，中心抽头连接LLC输出电容C₀的负极，高频变压器T副边正极连接二极管D_R1的正极，高频变压器T副边负极连接二极管D_R2的正极，二极管D_R1的负极与二极管D_R2的负极相连；二极管D_R1负极与二极管D_R2负极的交点连接LLC变换器输出电容C₀的正极；负载电阻R₀正极连接LLC变换器输出电容C₀的正极，负载电阻R₀负极接LLC变换器输出电容C₀的负极；负载电阻两端的电压U₀为LLC变换器的输出电压。

本发明实施时的有关PSIM仿真软件电气参数设置如下：BUCK变换器直流输入电压V_in为60V，BUCK变换器电感L_BUCK为1.5mH，BUCK变换器开关频率20KHz。LLC变换器谐振电感L_r为10uH，LLC变换器谐振电容C_r为220nF，LLC变换器开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4开关频率为70KHz，占空比为50％，变压器变比为3:1:1。

本发明的控制方法包括对BUCK-LLC两级DC/DC变换器输出电压和BUCK变换器电感电流的采样，主要步骤如下：

步骤1，计算LLC变换器谐振电感和谐振电容的谐振频率f_r，其表达式如下：

其中，L_r为LLC变换器的谐振电感，C_r为LLC变换器的谐振电容。

步骤2，设定LLC变换器的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为固定频率和占空比的开环控制，开关频率fs为谐振频率f_r。如图2所示，在本发明中开关管开关频率为100KHz，占空比为50％。利用差分电路采集BUCK-LLC两级DC/DC变换器的输出电压U₀，利用电流传感器采集BUCK变换器电感电流i_BUCK。

步骤3，将步骤2得到的两级DC/DC变换器的输出电压U₀与给定的两级DC/DC变换器的输出电压参考值U_0-ref相减得到电压调节误差errV，将电压调节误差errV经过PI调节器得到BUCK变换器电感电流i_BUCK的参考信号i_BUCK-ref，具体表达式如下：

errV＝U₀-U_{0_ref}

i_{BUCK_ref}＝Kpv·errV+Kiv·∫errVdt

其中Kpv为电压误差PI调节器的比例系数，在本实施中为0.5；Kiv为电压误差PI调节器的积分系数，在本实施中为0.01；t为积分时间。

步骤4，先将步骤3得到的BUCK变换器电感电流i_BUCK的参考信号i_BUCK-ref与步骤2采样得到的BUCK变换器电感电流i_BUCK进行相减得到电流调节误差errI，然后将电流调节误差errI经过PI调节器，对PI调节器输出信号限幅后得到BUCK变换器开关管驱动的调制波信号temp，具体表达式如下：

errI＝i_BUCK-i_{BUCK_ref}

temp＝Kpi·errI+Kii·∫errIdt

其中Kpi为电流误差PI调节器的比例系数，在本发明中为23.674；Kii为电流误差PI调节器的积分系数，在本发明中为2.26064。

步骤5，设定BUCK变换器驱动信号EPWM1和EPWM2互补，即BUCK变换器开关管S1和开关管S2互补导通，将步骤4得到的调制波信号temp与三角波载波进行比较，当调制波信号幅值大于三角载波幅值时输出高电平，当调制波信号幅值小于三角载波幅值时输出低电平，当调制波信号幅值等于三角载波幅值时输出电平保持不变，由此可以得到BUCK变换器开关管S1和开关管S2的驱动信号EPWM1和EPWM2。

在本实施例中，三角载波的频率为BUCK变换器开关频率，本实施例中为20KHz。三角载波的幅值为BUCK-LLC两级DC/DC变换器的输入电压，即BUCK变换器直流输入电压V_in，在本发明中为60V。

图3为LLC变换器开关管Q1电压u_ds和u_gs的仿真波形波形,从图中可以看出开关管的驱动电压u_gs和开关管两端的电压u_ds没有交叉，实现了软开关的功能。图4中u_AB为LLC变换器逆变输出的方波电压。从图5中LLC变换器励磁电流和谐振电流可以看出LLC变换器工作于谐振电感和谐振电容两元件谐振频率处。图6、7、8、9中可以看出当输入电压由60V降到30V时，通过调节BUCK变换器开关管的占空比，依然可以使得BUCK-LLC两级DC/DC变换器的输出电压保持稳定，由实验图可以看出本发明提出的BUCK-LLC两级DC/DC变换器控制方法具有较宽的输入电压调节能力。