一种非隔离型低输入电流纹波高效高增益DC_DC变换器的制作方法

本发明涉及电力电子功率变换技术领域，尤其涉及一种非隔离型低输入电流纹波高效高增益dc_dc变换器。

背景技术：

随着社会的不断发展，能源短缺成为人类面临的首要问题。以太阳能为代表的新能源近年来获得了突飞猛进的发展。在两级式光伏并网系统中，由于单块太阳能电池电压较低(一般20v-50v)，考虑电网电压正常波动时需将电压升至400v左右，因此高增益dc_dc变换器是新能源利用中不可或缺的组成部分。此外高增益dc_dc变换器还广泛应用在诸如燃料电池、ups电源、x光机以及新能源汽车行业等众多领域。由此可见，研究高效率高增益的dc_dc变换器具有重要意义。

传统dc/dc变换器采用boost升压电路，理论上当占空比为1时可以得到无穷大的电压增益，但考虑电路寄生参数影响，传统boost变换器增益曲线会有一个极限并不能获得任意高的增益。同时极限占空比的出现会恶化电路的性能，极短的关断时间使得电流峰值变大增加了开关损耗和电磁干扰，同时开关管和二极管的电压应力增加，反向恢复时间增加，降低了电路的变换效率。因此传统boost变换器并不适合增益过高的应用场合。为在合理的占空比条件下获得满意的dc_dc变换性能，隔离型dc_dc变换器可通过调节变压器变比方便的调整变换器的增益，但是变压器过高的变比在影响变压器线性度的同时还会增加漏感，漏感处理不当会增加变换器的开关应力降低变换效率，且高频变压器在设计和制作也较为复杂。也有的利用开关电容的方法来增大变换器增益，其原理是利用电感电流不能突变给电容充电，之后电容串联向负载放电。这类变换器不包括高频变压器，设计和控制都较为简单，且能利用开关电容单元级联方便的增加变换器的增益。但这类变换器由于包含众多电感电容，开关模态复杂，电路启动时由于要给电容充电导致启动冲击较大，此外电源输入功率要经过多次能量转换才能到达负载测,在一定程度上也降低了变换器的效率。除此之外，变换器输入电流波动对于像光伏电池、燃料电池这样的新能源转换效率影响较大，如何实现变换器低输入电流波动也是当今研究的热点。传统减小输入电流的方法是加大输入滤波电感，但这无疑会降低变换其功率密度和效率。交错控制利用两个电感一个充电一个放电的特点来减小输入电流的波动，但只能在特定占空比情况下才能取得较好效果，且电路增益有限。因此，针对新能源发电所需dc/dc变换器的研究仍有待进一步深化。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种非隔离型低输入电流纹波高效高增益dc_dc变换器，旨在解决现有技术所存在的由于电路寄生参数引起的高增益导致效率降低与传统dc_dc变换器输入电流波动较大的问题。

一种非隔离型低输入电流纹波高效高增益dc_dc变换器，包括：直流电压源uin、滤波电感li、储能电感l、滤波电容ci、高频变压器、功率开关管s1、续流二极管dc1、电容co1、功率开关管s2、续流二极管dc2、电容c1、二极管d1、二极管d2和电容co2组成；

所述直流电源uin正极与所述滤波电感li的一端连接；

所述滤波电感li的另一端、所述储能电感l的一端与所述滤波电容ci的一端同时连接；

所述储能电感l的另一端与所述高频变压器原边np1的同名端和原边np2异名端同时连接；

所述高频变压器原边的np1异名端、所述续流二极管dc1的阳极与所述功率开关管s1的输入端同时连接；

所述高频变压器原边的np2同名端、所述续流二极管dc2的阳极与所述功率开关管s2的输入端同时连接；

所述高频变压器副边ns的异名端与所述电容c1的一端连接；

所述电容c1的另一端、所述二极管d1的阴极与所述二极管d2的阳极同时连接；

所述二极管d2的阴极与所述电容co2的一端连接；

所述高频变压器副边ns的同名端、所述二极管d1的阳极、所述电容co2的另一端、所述滤波电容ci的另一端、所述续流二极管dc1的阴极、所述续流二极管dc2的阴极与所述电容co1的一端同时连接；

所述直流电源uin的负极、所述功率开关管s1的输出端、所述功率开关管s2的输出端与所述电容co1的另一端同时连接。

所述功率开关管均为mos管或igbt管。

所述高频变压器为两原边一副边的升压变压器。

本发明提供的一种非隔离型低输入电流纹波高效高增益dc_dc变换器通过交错控制方式以及合理的设置滤波电容来减小输入电流的脉动，通过高频升压变压器及副边开关电容升压电路两者的配合以极大提高dc_dc变换器的增益。

本发明提供的一种非隔离型低输入电流纹波高效高增益dc_dc变换器的有益效果在于，与传统技术相比，低输入电流纹波可以极大的减小电路电感量，提高变换器功率密度和变换效率；可以方便的改变增益特性以适应不同的应用场合。变换器启动平稳，冲击较小，且功率器件开关应力较低可以选取低耐压、低导通损耗的功率器件以提高变换器效率。

附图说明

为了更清楚地阐述本发明的工作原理和工作模式，现对其各个开关管的导通、截止组合，对其拓扑中主要元器件的各种电压电流信号，对其拓扑结构中各种工作模态下的等效拓扑结构做附图介绍。本发明实施例用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。

图1是本发明的拓扑结构图。

图2是实施例工作在开关模态1下时的等效电路图。

图3是实施例工作在开关模态2下时的等效电路图。

图4是实施例工作在开关模态3下时的等效电路图。

图5是实施例工作在开关模态4下时的等效电路图。

图6是实施例工作在开关模态5下时的等效电路图。

图7是实施例工作在开关模态6下时的等效电路图。

图8是实施例中电子元器件上流的电流、加载的电压的波形信号图。

图9至图16为具体实施方式中各参数实验波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、工作原理和优点更加清楚和明白，以下结合附图和实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不限定本发明。

本发明实施例提供了一种非隔离型低输入电流纹波高效高增益dc_dc变换器，请参阅图1，其包括：直流电压源、滤波电感、储能电感、滤波电容、高频变压器、两个并联boost电路和一个开关电容倍压电路。所述boost电路1由所述高频变压器原边np1与功率开关管s1、续流二极管dc1和电容co1组成，所述boost电路2由所述高频变压器原边np2与功率开关管s2、续流二极管dc2和电容co1组成，所述开关倍压电路由所述高频变压器副边ns、电容c1、二极管d1、二极管d2和电容co2组成。

本实施方式的工作原理及工作过程如下。

本实施方式的非隔离型低输入电流纹波高效高增益dc_dc变换器功率开关管s1驱动信号g1、功率开关管s2驱动信号g2、储能电感电压ul、储能电感电流il、滤波电容电流ic、滤波电容电压uc、高频变压器原边np1电压up1、高频变压器原边np1电流i1、高频变压器原边np2电流i2、功率开关管s1两端电压uds1、功率开关管s1电流is1、功率开关管s2两端电压、功率开关管s2电流is2、续流二极管d1电流id1、续流二极管d2电流id2、高频变压器副边ns电流is的波形如图8所示，其工作过程分为6个开关模态，分别为开关模态1至开关模态6，具体描述如下。

开关模态1，对应图8中的[t0-t1]：等效电路如图2所示，t0时刻功率开关管s1、s2同时开通，储能电感电压ul等于电源输入电压uin，电流il线性上升，变压器原边绕组的电流i1、i2也线性上升，大小相等且为流过储能电感电流il的一半。由于变压器原边绕组同名端接法相反，在大小相等的绕组电流i1、i2的作用下绕组产生的电压相互抵消为零，副边电压也为零，所有二极管截止，电容co1、co2串联向负载供电。当功率开关管s1关断时此模态结束。

开关模态2，对应图8中的[t1-t2]：等效电路如图3所示，t1时刻功率开关管s1关断，电流向功率开关管s1寄生电容cs1充电，s1两端电压uds1快速上升，变压器原副边电压up1、us上升，当副边电压上升到大于uo2/2时，二极管d2导通，副边电压被钳位在uo2/2，原边电压up1也随之被钳位在uo2/(2n)上(n为高频变压器的变比)，变压器开始传递能量，二极管d2电流从零开始上升。电流i1继续给电容cs1充电使uds1继续上升，当uds1上升到大于电容co1电压uo1时，续流二极管dc1导通，电流i1通过续流二极管dc1向电容co1充电，并开始线性下降。s1两端电压被钳位在uo1上，储能电感电压ul等于电源输入电压uin与高频变压器原边np1电压之差，电流i1线性下降，电流i2和副边电流is随着电流i1的下降而上升，当i1下降为零时此模态结束。

开关模态3，对应图8中[t2-t3]：等效电路如图4所示，t2时刻电流i1下降为零，续流二极管dc1关断，忽略漏感时储能电感电压ul不变。电流i2和副边电流is开始下降。当功率开关管s1重新开通时此模态结束。

开关模态4，对应图8中[t3-t4]：等效电路如图5所示，t3时刻功率开关管s1重新开通，电流i1快速上升，i2快速下降。当i1、i2相等为电流il的一半时又回到t0时刻的状态，当功率开关管s2关断时此模态结束。

开关模态5，对应图8中[t4-t5]：等效电路如图6所示，t4时刻功率开关管s2关断，电流i2向功率开关管s2寄生电容充电，s2两端电压uds2快速上升，变压器原副边电压up2、us的绝对值上升，当副边电压us绝对值上升到大于uo2/2时，二极管d1导通，副边电压us被钳位在-uo2/2时，原边电压up2也随之被钳位在uo2/(2n)上，变压器开始传递能量，二极管d1电流从零开始上升。电流i2继续给电容cs2充电使uds2继续上升，当uds2上升到大于电容co1电压uo1时，续流二极管dc2导通，电流i2通过续流二极管dc2向电容co1充电，并开始线性下降。电压uds2被钳位在uo1上，储能电感ul两端电压等于电源输入电压uin与高频变压器原边np2电压之差，电流i2线性下降。电流i1和副边电流is随着电流i2的下降而上升，当i2下降为零时此模态结束。

开关模态6，对应图8中[t5-t6]：等效电路如图7所示，t5时刻电流i2下降为零，续流二极管dc2关断，忽略漏感时储能电感电压ul不变。电流i2和副边电流is开始下降。当功率开关管s2重新开通时此模态结束。

由上述分析可得增益表达式为：

其中，d为功率开关管导通占空比，n为所述高频变压器原副边绕组的匝数比。

下面通过具体实施例的数据说明采用本实施方式的结构的有益结果。

实施例样机的主要参数如表1所示：

表1实施例样机主要参数

如图9至图15所示，功率开关管导通占空比d为0.7，输入电压uin=20v，输出电压uo=200v，图中g1、g2分别为功率开关管与的驱动信号，uds1、uds2分别为功率开关管s1与s2的漏源电压，up1、up2分别为变压器两原边电压，ul、il分别为储能电感电压及电流，uds1、is1分别为功率开关管s1漏源电压及电流，udc1、idc1分别为续流二极管电压及电流，i1为流过变压器原边绕组np1的电流，iin为输入电流，uc、ic分别为滤波电容电压及电流，us为变压器副边电压，ud1、ud2分别为二极管d1及二极管d2两端的电压。从图9至图15可以看出，实验波形图的变化特点和理论分析一致，且电流输入纹波很小。

本发明提供的dc-dc变换器，与传统技术相比，合理设置滤波电容实现低输入电流纹波，同时可以极大的减小电路电感量，提高变换器功率密度和变换效率。电路结构灵活，可以方便的改变增益特性以适应不同的应用场合。变换器启动平稳，冲击较小，且功率器件开关应力较低可以选取低耐压、低导通损耗的功率器件以提高变换器效率。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。