一种开关电路的控制方法、控制电路及开关电路与流程

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种开关电路的控制方法、控制电路及开关电路。

背景技术：

四开关管buck-boost升降压电路拓扑结构如图1所示。该电路包含q1、q2、q3、q4四个功率开关管、储能电感l、以及输入端电容cin，输出端电容co。开关管q1和开关管q2串联，开关管q1和开关管q2的公共端为第一节点sw1，开关管q1连接到输入端，开关管q2连接到地，输入端通过电容cin连接到地，开关管q3和开关管q4串联，开关管q3和开关管q4的公共端为第二节点sw2，开关管q3连接到输出端，开关管q4连接到地，输出端通过电容co连接到地，电感l连接于第一节点sw1和第二节点sw2之间。

当输入电压vin比输出电压vo大一定值时，此电路工作在buck降压模式，开关管q1、q2工作在高频开关状态，开关管q3管常导通，开关管q4管常关闭；当输入电压vin比输出电压vo小一定值时，此电路工作在boost升压模式，开关管q3，开关管q4工作在高频开关状态，开关管q1管常导通，开关管q2管常关闭；当vin与vo接近时，此电路工作在buck-boost升降压模式，开关管q1、q2、q3、q4均处于高频开关状态。

不同的控制策略针对三种工作模式(buck、boost、buck-boost)的切换条件和控制方法不同，工作于buck-boost升降压模式的工作条件也不同。由于buck、boost这两种工作模式的效率较高，因此希望buck-boost升降压模式的工作区间越窄越好。

一种现有的控制方法为控制电路采样输入电压vin和输出电压vo，根据vin和vo的电压区分三种工作模式：

vo≤vin-vth1时，电路工作在buck降压模式；

vo≥vin+vth2时，电路工作在boost升压模式；

vin-vth1<vo<vin+vth2，电路工作在buck-boost升降压模式；

其中，vth1和vth2为电压阈值。

该控制方法根据输入输出电压的大小关系区别三种工作模式。为了使输出电压稳定，通常需要设置较宽的buck-boost升降压模式的工作区间，降低了系统的平均效率。

另一种现有的控制方法如图2(a)所示，控制电路通过采样电阻r01、r02采样输出电压vo，得到的采样电压fb通过运算放大器u00与内部基准信号vref比较，输出补偿信号vc，补偿信号vc与时钟电路u01产生的两个载波信号输入到比较电路u02的输入端，比较电路u02产生4个管子的驱动信号pwm。时钟电路u01产生的两个载波信号如图2(b)所示，为锯齿波信号，当补偿信号vc落在区域1(灰色部分)时，开关管q1、q4导通；当补偿信号vc落在区域2(白色部分)时，开关管q1、q3导通；当补偿信号vc落在区域3(斜线部分)时，开关管q2、q3导通。即

vc≥vc1时，电路工作在boost升压模式；

vc≤vc2时，电路工作在buck降压模式；

vc2<vc<vc1时，电路工作在buck-boost升降压模式。

该控制方法需要采用电压模式控制，系统的动态响应较差。原因是电压信号的变化相对于电流信号存在一定的滞后，设计控制环路时需要通过降低系统带宽来使得系统能够稳定工作，这样的代价是降低系统的动态性能。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种四开关管电路的控制方法、控制电路及开关电路，用以解决现有技术中系统平均效率低、系统动态响应差的问题。

本发明的技术解决方案是，提供一种开关电路的控制方法，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管及电感，所述第一开关管和第二开关管串联，第一开关管和第二开关管的公共端为第一节点，所述第一开关管连接到输入端，所述第二开关管连接到地，所述第三开关管和第四开关管串联，第三开关管和第四开关管的公共端为第二节点，所述第三开关管连接到输出端，所述第四开关管连接到地，所述电感连接于第一节点和第二节点之间，其特征在于，所述控制方法包括：

在开关周期开始时，所述第一开关管和所述第三开关管导通，所述第二开关管和所述第四开关管关断，

当所述电感电流大于第一阈值，则所述第一开关管和所述第四开关管关断，所述第二开关管和所述第三开关管导通，直到电感电流小于等于第二阈值，则此开关周期结束，进入下一个开关周期；

当所述电感电流小于第四阈值，则所述第一开关管和所述第四开关管导通，所述第二开关管和所述第三开关管关断，直到所述电感电流大于等于所述第三阈值，则此开关周期结束，进入下一个开关周期，其中，所述第一阈值大于等于所述第二阈值，所述第三阈值大于等于所述第四阈值。

作为可选，所述第一阈值、所述第二阈值、所述第三阈值和所述第四阈值中，所述第二阈值等于所述第三阈值；或所述第一阈值等于所述第二阈值等于所述第三阈值；或所述第二阈值等于所述第三阈值等于所述第四阈值。

作为可选，所述第一阈值、所述第二阈值、所述第三阈值和所述第四阈值由指令电流得到。

作为可选，所述指令电流由输出反馈信号和基准信号经过误差放大后得到。

作为可选，所述输出反馈信号包括：

输出电压反馈信号或输出电流反馈信号或输出功率反馈信号。

作为可选，所述第二阈值和所述第三阈值等于所述指令电流，所述第一阈值为所述指令电流与差值电流之和；所述第四阈值为所述指令电流减去所述差值电流。

作为可选，所述开关周期大于第一预定时间，则降低所述差值电流；所述开关周期小于所述第一预定时间，则提高所述差值电流；所述开关周期等于所述第一预定时间，则所述差值电流不变。

作为可选，所述第一开关管和所述第三开关管导通，所述第二开关管和所述第四开关管关断，该状态持续时间达到第二预定时间，

当所述电感电流大于所述指令电流，则所述第一开关管和所述第四开关管关断，所述第二开关管和所述第三开关管导通，直到电感电流小于等于指令电流，则此开关周期结束，进入下一个开关周期；

当所述电感电流小于所述指令电流，则所述第一开关管和所述第四开关管导通，所述第二开关管和所述第三开关管关断，直到所述电感电流大于等于所述指令电流，则此开关周期结束，进入下一个开关周期。

本发明的另一技术解决方案是，提供一种开关电路的控制电路，所述开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管及电感，所述第一开关管和第二开关管串联，第一开关管和第二开关管的公共端为第一节点，所述第一开关管连接到输入端，所述第二开关管连接到地，所述第三开关管和第四开关管串联，第三开关管和第四开关管的公共端为第二节点，所述第三开关管连接到输出端，所述第四开关管连接到地，所述电感连接于第一节点和第二节点之间，其特征在于，所述控制电路包括：

电感电流控制电路；

电感电流信号、第一阈值、第二阈值、第三阈值和第四阈值连接到所述电感电流控制电路的输入端，所述电感电流控制电路输出开关信号；

在开关周期开始时，所述电感电流控制电路控制所述第一开关管和所述第三开关管导通，所述第二开关管和所述第四开关管关断，

当所述电感电流控制电路检测到所述电感电流大于第一阈值，则所述电感电流控制电路控制所述第一开关管和所述第四开关管关断，所述第二开关管和所述第三开关管导通，直到所述电感电流控制电路检测到所述电感电流小于等于第二阈值，则此开关周期结束，进入下一个开关周期；

当所述电感电流控制电路检测到所述电感电流小于第四阈值，则所述电感电流控制电路控制所述第一开关管和所述第四开关管导通，所述第二开关管和所述第三开关管关断，直到所述电感电流控制电路检测到所述电感电流大于等于所述第三阈值，则此开关周期结束，进入下一个开关周期，其中，所述第一阈值大于等于所述第二阈值，所述第三阈值大于等于所述第四阈值。

作为可选，所述第二阈值等于所述第三阈值等于指令电流。

作为可选，所述控制电路还包括：

第一运放，误差放大输出反馈信号和基准信号，得到所述指令电流。

作为可选，所述控制电路还包括：

加法器，其输入端连接所述指令电流和差值电流，其输出端为所述第一阈值，所述第一阈值为所述指令电流与所述差值电流之和；

减法器，其输入端连接所述指令电流和所述差值电流，其输出端为所述第四阈值，所述第四阈值为所述指令电流减去所述差值电流。

作为可选，所述控制电路还包括：

差值电流调节电路，开关信号连接到其输入端，其输出端输出所述差值电流，所述开关周期大于第一预定时间，降低所述差值电流；所述开关周期小于所述第一预定时间，提高所述差值电流；所述开关周期等于所述第一预定时间，则所述差值电流不变。

本发明的又一技术解决方案是，提供一种开关电路。

采用本发明的电路结构和方法，与现有技术相比，具有以下优点：升降压模式工作区间窄，系统在较宽的输入输出电压范围内具有高转换效率。本发明采用电流模式控制，相比电压模式控制而言，具有更好的动态性能，包括输入电压阶跃响应和输出负载阶跃响应。本发明采用逐周期电流控制，可以限定每个开关周期的电流大小，防止电流过大而损坏，因而具有更高的可靠性。当输入电压vin与输出电压vo的大小关系不同时，电路可自然切换到不同的工作模式，保证电路正常工作，满足系统需求。

附图说明

图1为现有技术的四开关管buck-boost升降压电路；

图2(a)为现有技术的一种四开关管buck-boost升降压电路的控制电路框图；

图2(b)为现有技术的一种四开关管buck-boost升降压电路的控制电路中的补偿信号和载波信号；

图3为本发明四开关管控制方法的流程图；

图4为本发明四开关管控制方法的另一流程图；

图5为本发明在buck降压模式下的稳态波形；

图6为本发明在boost升压模式下的稳态波形；

图7为本发明在buck降压模式下的另一稳态波形；

图8为本发明在buck-boost升降压模式下的稳态波形；

图9为本发明的电路结构图；

图10为本发明的一种具体电路示意图；

图11为差值电流调节电路的电路结构图；

图12为本发明计时电路的电路图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。

为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

参考图3所示，示意了本发明的四开关管控制方法的流程图。所述控制方法基于图1的四开关拓扑结构。图1中的开关管q1为第一开关管，开关管q2为第二开关管，开关管q3为第三开关管，开关管q4为第四开关管。开关管q1和开关管q2串联，开关管q1和开关管q2的公共端为第一节点sw1，开关管q1连接到输入端，开关管q2连接到地，输入端通过电容cin连接到地，开关管q3和开关管q4串联，开关管q3和开关管q4的公共端为第二节点sw2，开关管q3连接到输出端，开关管q4连接到地，输出端通过电容co连接到地，电感l连接于第一节点sw1和第二节点sw2之间。本发明的技术解决方案是，提供一种以下步骤的控制方法：

步骤s001：在开关周期开始时，第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断。

步骤s002：判断电感电流是否大于第一阈值，如果大于第一阈值，则进入步骤s004，否则继续保持第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断，并且进入步骤s003。

步骤s003：判断电感电流是否小于第四阈值，如果小于第四阈值，则进入步骤s006，否则继续保持第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断，并且进入步骤s002。

步骤s004：在步骤s002之后，则第一开关管和第四开关管关断，第二开关管和第三开关管导通。

步骤s005：判断电感电流和第二阈值的大小，当电感电流小于第二阈值，则此开关周期结束，进入下一个开关周期，即回到步骤s001，第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断。

步骤s006：在步骤s003之后，第一开关管和第四开关管导通，第二开关管和第三开关管关断。

步骤s007：判断电感电流和第三阈值的大小，当电感电流大于等于第三阈值，则此开关周期结束，进入下一个开关周期，即回到步骤s001，第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断。

第一阈值、第二阈值、第三阈值和第四阈值中，可以都不相等，也可以第二阈值等于第三阈值；或第一阈值等于所第二阈值所述第三阈值；或第二阈值等于第三阈值等于第四阈值。

第一阈值、第二阈值、第三阈值和第四阈值由指令电流得到。

在一个实施例中，第二阈值等于第三阈值等于指令电流。指令电流由输出反馈信号和基准信号经过误差放大后得到。反馈信号包括：输出电压反馈信号或输出电流反馈信号或输出功率反馈信号。当反馈信号为输出电压反馈信号时为输出恒压控制；当反馈信号为输出电流反馈信号时为输出恒流控制；当反馈信号为输出功率反馈信号时为输出恒功率控制。

在一个实施例中，第一阈值为指令电流ic与差值电流δi之和；第四阈值为指令电流ic减去差值电流δi。

在一个实施例中，通过调节差值电流δi可以实现定频工作，具体方法为：所述开关周期大于第一预定时间t，即预定的开关周期，则降低所述差值电流δi；所述开关周期小于所述第一预定时间t，则提高所述差值电流δi；所述开关周期等于所述第一预定时间t，则所述差值电流不变δi。

为了方便描述，定义uu状态为第一、三开关管导通，第二、四开关管关断；du状态为第二、三开关管导通，第一、四开关管关断；ud状态为第二、三开关管关断，第一、四开关管导通。

在一个实施例中，在输入输出电压接近的时候，电路在uu状态时，电感电流可能一直介于第一阈值和第四阈值之间，因此，会一直处于uu状态，则电感电流会出现振荡。为了避免电感电流的振荡，加入以下控制方法：

uu状态持续时间达到第二预定时间，当所述电感电流大于所述指令电流，则进入du状态，直到电感电流小于等于指令电流，则此开关周期结束，进入下一个开关周期，即进入uu状态；当所述电感电流小于所述指令电流，则进入ud状态，直到所述电感电流大于等于所述指令电流，则此开关周期结束，进入下一个开关周期，即进入uu状态。参考图4所示，为在图3所示的控制步骤上，加入了上述控制方法。

步骤s001：在开关周期开始时，第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断。

步骤s002：判断电感电流是否大于第一阈值，如果大于第一阈值，则进入步骤s004，否则继续保持第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断，并且进入步骤s003。

步骤s003：判断电感电流是否小于第四阈值，如果小于第四阈值，则进入步骤s006，否则继续保持第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断，并且进入步骤s100。

步骤s100：判断第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断，该状态维持时间是否达到第二预定时间，如果没有达到第二预定时间，则进入步骤s002，如果达到第二预定时间，则进入步骤s101。

步骤s101：判断电感电流是否大于指令电流，如果大于指令电流，则进入步骤s004，如果小于等于指令电流，则进入步骤s006。

步骤s004：在步骤s002或步骤s101之后，则第一开关管和第四开关管关断，第二开关管和第三开关管导通。

步骤s005：判断电感电流和指令电流的大小，当电感电流小于指令电流，则此开关周期结束，进入下一个开关周期，即回到步骤s001，第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断。

步骤s006：在步骤s003或步骤s101之后，第一开关管和第四开关管导通，第二开关管和第三开关管关断。

步骤s007：判断电感电流和指令电流的大小，当电感电流大于等于指令电流，则此开关周期结束，进入下一个开关周期，即回到步骤s001，第一开关管和第三开关管导通，第二开关管和第四开关管关断。

以输出恒压控制为例，说明该控制方法在各种输入输出电压条件下的工作情况。

参考图5所示，当输入电压vin大于输出电压vo，且uu状态持续时间小于第二预定时间时，电路工作于buck降压模式。在buck降压模式下，第一节点sw1的电平高低切换，第二节点sw2的电平常为高。第一开关管q1与第二开关管q2互补开关，第三开关管q3常导通，第四开关管q4常关断。在buck模式下，在uu与du两个状态来回切换。如图5所示，t＝0时刻，处于uu状态，此时第一节点sw1的电平为高，sw2的电平为高，第一开关管q1导通，第二开关管q2关断，第三开关管q3导通，第四开关管q4关断。电感电流il线性上升。当电感电流il到达第一阈值时，进入du状态。此时第一节点sw1的电平为低，第二节点sw2的电平为高，第一开关管q1关断，第二开关管q2导通，第三开关管q3导通，第四开关管q4关断。另一方面，由于恒压控制，指令电流ic相对保持稳定。电感电流il线性下降，当电感电流il等于指令电流ic时，进入一下个周期，即再次进入uu状态。

参考图6所示，当输入电压vin小于输出电压vo，且uu状态持续时间小于第二预定时间时，电路工作于boost升压模式。在boost升压模式下，第一节点sw1的电平常为高，第二节点sw2的电平高低切换。对应的，第一开关管q1常导通，第二开关管q2常关断，第三开关管q3与第四开关管q4互补开关。在boost模式下，在uu与ud两个状态来回切换。如图6所示，t＝0时刻，处于uu状态，此时第一节点sw1的电平为高，第二节点sw2的电平为高，第一开关管q1导通，第二开关管q2关断，第三开关管q3导通，第四开关管q4关断。电感电流il线性下降。当电感电流il到达第二阈值时，进入ud状态。此时第一节点sw1的电平为高，第二节点sw2的电平为低，第一开关管q1导通，第二开关管q2关断，第三开关管q3关断，第四开关管q4导通。另一方面，由于恒压控制，指令电流ic相对保持稳定。电感电流il线性上升，当电感电流il等于指令电流ic时，进入一下个周期，即再次进入uu状态。

当输入输出电压接近，输入电压大于输出电压时，uu状态持续时间到达第二预定时间时，电感电流il大于指令电流ic，则进入du状态，电感电流il下降，当电感电流il下降到指令电流ic时，再次进入uu状态。如果输入电压大于输出电压，则电感电流上升，如图7所示，继续工作于buck状态；当输入输出电压进一步接近，uu状态持续时间到达第二预定时间时，电感电流il大于指令电流ic，则进入du状态，电感电流il下降，当电感电流il下降到指令电流ic时，再次进入uu状态，由于比较器存在延时，因此uu状态开始时，电感电流il已经小于指令电流ic，uu状态持续时间到达第二预定时间时，电感电流il仍旧小于指令电流ic，则进入ud状态，经过ud状态的最小导通时间，电感电流il大于指令电流ic，再次进入uu状态，如图8所示。因此，在输入输出电压接近时，该控制方式可以根据输出输入电压的大小，在buck、buck-boost和boost模式中平滑切换。且此时开关频率低，系统效率高。

本发明的控制方法适用于输入电压vin与输出电压vo大小不同的各种情况。当输入电压vin与输出电压vo的大小关系不同时，电路可自然切换到不同的工作模式，保证电路正常工作，满足系统需求。

参考图9所示，示意了本发明实施例一的四开关管控制电路。该控制电路包括电感电流控制电路201。电感电流信号il、第一阈值、第二阈值、第三阈值及第四阈值连接到所述电感电流控制电路201的输入端，所述电感电流控制电路输出开关信号g1-g4，通过驱动电路，分别控制开关q1-q4。在开关周期开始时，所述电感电流控制电路201控制第一开关管q1和第三开关q3管导通，第二开关管q2和第四开关q4管关断，当电感电流控制电路201检测到所电感电流il大于第一阈值，则电感电流控制电路201控制第一开关管q1和第四开关管q4关断，第二开关管q2和第三开关管q3导通，直到电感电流控制电路201检测到所述电感电流il小于等于第二阈值，则此开关周期结束，进入下一个开关周期；当电感电流控制电路201检测到所述电感电流il小于第四阈值，则电感电流控制电路201控制第一开关管q1和第四开关管q4导通，第二开关管q2和第三开关管q3关断，直到电感电流控制电路201检测到电感电流il大于等于第三阈值，则此开关周期结束，进入下一个开关周期。其中，第一阈值大于等于第二阈值，第三阈值大于等于第四阈值。

请参考图10所示，在一个实施例中，第二阈值等于第三阈值等于指令电流。

在一个实施例中，控制电路还包括加法器203和减法器204，加法器和减法器的输入端都连接指令电流ic和差值电流δi，加法器的输出端为第一阈值，第一阈值为指令电流ic与差值电流δi之和，即ic+δi；减法器的输出端为第二阈值，第二阈值为指令电流ic减去差值电流δi，即ic-δi。

在一个实施例中，控制电路还包括第一运放202。第一运放202误差放大输出反馈信号fb和基准信号vref1，得到指令电流ic。当输出反馈信号fb反馈输出电压时，则为恒压输出，可以用分压电阻采样输出电压；当输出反馈信号fb反馈输出电流时，则为恒流输出，可以用采样电阻采样输出电流；当输出反馈信号fb反馈输出功率时，则为恒功率输出，可以用采样输出电压和输出电流，得到输出功率。

为了实现定频工作，控制电路还包括差值电流调节电路205，开关信号连接到其输入端，其输出端输出差值电流δi，当开关周期大于第一预定时间t，则降低差值电流δi；当开关周期小于第一预定时间t，则提高差值电流δi；开关周期等于第一预定时间t，则差值电流δi不变。

请参考图11和图12，为差值电流调节电路205的一种实现方式。差值电流调节电路205包括计时电路501、电压比较电路502、和调节电路503。开关信号作为连接到计时电路501和电压比较电路502的输入端，计时电路502的输出端连接到电压比较电路502的另一输入端，电压比较电路502的输出端，连接到调节电路503的输入端，调节电路503输出差值电流δi。

计时电路501，包括电流源5011，开关5013和电容5012。其中电流源5011和电容5012串联，开关5013和电容5012并联。当uu状态开始时，开关5013先导通一定时间，该时间远短于uu状态持续时间，如30ns，电容5012的上电压复位到0。随后将开关5013关断，利用电流源5011给电容5012充电。所述电流源5011可以为固定电流源，也可以为非固定电流源。在本实施例中，通过调整电流源5011和电容5012的大小，使得在第一预定时间t，电容5012恰好会被充电到参考电压vref2。当开关周期过长，开关5013关断的时间就越长，直到下一个开关出现，电容5012充电的时间过长，此时电压比较电路502将电容5012的电压输出端输出计时电压(即电容5012的峰值电压)与参考电压vref2进行比较，当计时电压大于参考电压vref2，则表明下一个uu状态出现时，超过第一预定时间t；当开关周期过短，开关5013关断的时间过短，直到下一个开关周期出现，电容5012充电的时间过短，此时电压比较电路502将电容5012的电压输出端的计时电压(即电容5012的峰值电压)与参考电压vref2进行比较，当计时电压小于参考电压vref2，则表明当下一个uu状态出现时，未到第一预定时间t。

当下一个周期uu状态出现，超过第一预定时间t时，则调节电路503降低电流差值δi，则开关周期变短；当下一个周期uu状态出现，未超过第一预定时间t时，则调节电路503加大电流差值δi，则开关周期变长；从而可以控制开关电路的开关周期与第一预设时间t相等或其差值控制在一定范围内。

除此之外，虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。

以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。