一种辅助变流器及其控制方法与流程

本发明涉及轨道交通车载设备领域，尤其涉及一种地铁辅助变流器及其控制方法。

背景技术：

辅助变流器是轨道车辆的重要车载设备，可为整车空调、空气压缩机等三相负载和部分单相负载提供交流电源。传统辅助变流器多采用工频变压器隔离和硬开关中频变压器隔离的方式。工频隔离方式将直流电逆变成三相交流电后，由工频变压器转换为三相工频电源输出，由于工频变压器工作频率较低，该类变压器通常体积重量较大。

另外，目前的地铁供电制式主要有直流750v和1500v两种，由于两种供电制式幅值差较大，现有地铁辅助变流器主回路拓扑设计和器件选型通常只适用于某一种供电制式。

应该注意，上面对技术背景的介绍只是为了方便对本发明的技术方案进行清楚、完整的说明，并方便本领域技术人员的理解而阐述的。不能仅仅因为这些方案在本发明的背景技术部分进行了阐述而认为上述技术方案为本领域技术人员所公知。

技术实现要素：

为了灵活应对两种供电制式，本发明实施例提供一种辅助变流器及其控制方法。

为了达到上述目的，本发明实施例提供一种辅助变流器，包括输入开关与预充电单元、输入滤波单元、前级升压单元、中频隔离dc/dc变流器、三相逆变单元、输出滤波单元以及对外输出控制单元；所述输入开关与预充电单元连接高压直流母线，用于对直流支撑电容进行预充电；所述输入开关与预充电单元包含两个预充电电阻，所述两个预充电电阻串联或者并联；所述输入滤波单元，连接所述输入开关与预充电单元，用于滤除直流输入的谐波和共模干扰；所述前级升压单元连接所述输入滤波单元，用于输出期望的直流电压；所述前级升压单元包括两路boost升压模块，所述两路boost升压模块串联或者并联；所述中频隔离dc/dc变流器为两个，分别连接所述两路boost升压模块，用于分别对所述两路boost升压模块输出的直流电压进行中频逆变，生成中频的方波电压，并对所述中频的方波电压进行隔离变压后整流为中间直流电压，两个中频隔离dc/dc变流器输出的中间直流电压并联后输入所述三相逆变单元；所述三相逆变单元连接所述两个中频隔离dc/dc变流器，用于将并联后的中间直流电压逆变为三相工频交流电；所述输出滤波单元连接所述三相逆变单元，用于对所述三相工频交流电进行滤波；所述对外输出控制单元连接所述输出滤波单元，用于控制并将所述滤波后的三相工频交流电输出给外部负载。

进一步地，在一实施例中，所述输入开关与预充电单元包括主接触器、旁路开关和所述两个预充电电阻；所述主接触器用于接通或断开所述高压直流母线上的高压，所述两个预充电电阻用于对直流支撑电容进行预充电，所述旁路开关与所述两个预充电电阻进行并联，用于在预充电完成后旁路所述两个预充电电阻。

进一步地，在一实施例中，所述输入滤波单元包括正负直流母线滤波电感、正负母线间并联的rc串联支路，并通过复用所述前级升压单元中的升压功能电感，形成lcl滤波器。

进一步地，在一实施例中，所述前级升压单元包括所述两路boost升压模块，所述每一路boost升压模块由升压功能电感、二极管、igbt和直流电容构成，用于维持输出期望的直流电压。

进一步地，在一实施例中，所述每一中频隔离dc/dc变流器包括一llc中频逆变单元和一不控整流单元；所述llc中频逆变单元包括单相逆变单元、谐振电容器组和中频变压器；所述单相逆变单元与所述boost升压模块相连，用于对所述boost升压模块输出的直流电压进行中频逆变，生成中频的方波电压；所述谐振电容器组与所述中频变压器原边漏感和激磁电感组成llc串联谐振回路，所述中频变压器对所述中频的方波电压进行变压处理，并实现电气隔离；所述不控整流单元包括二极管整流桥和电容器组；所述二极管整流桥输入与所述中频变压器副边相连，输出与所述三相逆变单元相连，用于将所述中频变压器副边的方波电压整流为所述中间直流电压；所述电容器组与所述二极管整流桥的输出并联，用于消除线路杂散参数对llc控制的影响。

进一步地，在一实施例中，所述三相逆变单元包括低压直流支撑电容和三相逆变器；所述三相逆变器用于将所述不控整流单元输出的直流电逆变为三相工频交流电，输出给所述输出滤波单元；所述低压直流支撑电容用于稳定所述三相逆变器的输入电压。

进一步地，在一实施例中，所述输出滤波单元包括三相交流电感和三相交流电容，用于对所述三相逆变器输出的三相工频交流电进行滤波。

进一步地，在一实施例中，所述对外输出控制单元包括三相输出接触器和库用电预充电电路；所述三相输出接触器连接所述输出滤波单元，用于在正常运行工况下控制辅助变流器的负载的接通或断开；所述库用电预充电电路用于在外接库用电工况时，通过所述三相逆变器的反并联二极管对所述低压直流支撑电容进行预充电，预充电完成后闭合所述三相输出接触器，为充电机供电。

进一步地，在一实施例中，当供电制式为1500v时，所述两个预充电电阻串联，对所述直流支撑电容进行预充电；

所述前级升压单元的两个boost升压模块串联，且所述每一boost升压模块连接一中频隔离dc/dc变流器。

进一步地，在一实施例中，当供电制式为750v时，所述两个预充电电阻并联，对所述直流支撑电容进行预充电；

所述前级升压单元的两个boost升压模块并联，且所述每一boost升压模块连接一中频隔离dc/dc变流器。

为了达到上述目的，本发明实施例还提供一种对如上述的辅助变流器的控制方法，包括：以低压直流母线电压为稳定对象，其给定值减去实际值的差值，输入给第一调节器，调节器的输出作为第一前级升压单元和第二前级升压单元的输出电压之和的给定值；所述第一前级升压单元和第二前级升压单元的输出电压之和的给定值减去实际值的差值输入给第二调节器，所述第二调节器的输出作为前级升压单元输入电流的给定值；所述前级升压单元输入电流的给定值减去实际值的差值，输入给第三调节器，所述第三调节器的输出作为所述前级升压单元占空比的给定值；第一前级升压单元和第二前级升压单元的输出电压平均值减去所述第一前级升压单元的输出电压的差，输入给第四调节器，经过限幅后，输出为占空比修正值；所述前级升压单元占空比的给定值减去所述占空比修正值得到所述第一前级升压单元的占空比；所述前级升压单元占空比的给定值加上所述占空比修正值得到所述第二前级升压单元的占空比。

为了达到上述目的，本发明实施例还提供一种对如上述的辅助变流器的控制方法，包括：以低压直流母线电压为稳定对象，其给定值减去实际值的差值，输入给第一调节器，作为前级升压单元输出电压给定值；第一前级升压单元和第二前级升压单元的输入电流平均值减去所述第一前级升压单元输入电流的差，输入给第二调节器，经过限幅后，输出为前级升压单元输出电压修正值；所述前级升压单元输出电压给定值加上所述前级升压单元输出电压修正值，得到所述第一前级升压单元输出电压给定值；所述前级升压单元输出电压给定值减去所述前级升压单元输出电压修正值，得到所述第二前级升压单元输出电压给定值；所述第一前级升压单元输出电压给定值减去实际值的差值，输入给第三调节器，所述第三调节器的输出作为所述第一前级升压单元输入电流的给定值；所述第二前级升压单元输出电压给定值减去实际值的差值，输入给第四调节器，所述第四调节器的输出作为所述第二前级升压单元输入电流的给定值；所述第一前级升压单元输入电流的给定值减去实际值的差值，输入给第五调节器，所述第五调节器的输出作为第一前级升压单元占空比的给定值；所述第二前级升压单元输入电流的给定值减去实际值的差值，输入给第六调节器，所述第六调节器的输出作为所述第二前级升压单元占空比的给定值。

本发明实施例的辅助变流器及其控制方法所产生的有益效果为：本发明仅通过改变预充电电阻和前级升压单元的串并联结构即可灵活应对1500v和750v两种供电制式；通过前级升压单元和中频dcdc变流器的配合控制，实现了两套电路输入并联时的均流，使得两套电路能够功率均分；通过前级升压单元和中频dc/dc变流器的配合控制，实现了两套电路输入串联时的均压，使得两套电路都工作在安全的电压范围内；通过主动控制，实现了无变压器隔离的多台辅助变流器并联功能。

参照后文的说明和附图，详细公开了本发明的特定实施方式，指明了本发明的原理可以被采用的方式。应该理解，本发明的实施方式在范围上并不因而受到限制。在所附权利要求的精神和条款的范围内，本发明的实施方式包括许多改变、修改和等同。

针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。

应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、整件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整件、步骤或组件的存在或附加。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明一实施例的应对直流1500v供电制式的辅助变流器的结构示意图；

图2为本发明一实施例的应对直流750v供电制式的辅助变流器的结构示意图；

图3为本发明另一实施例的应对直流1500v供电制式的辅助变流器的结构示意图；

图4为本发明另一实施例的应对直流750v供电制式的辅助变流器的结构示意图；

图5为本发明一实施例的应对直流1500v供电制式的辅助变流器的具体电路结构图；

图6为本发明一实施例的应对直流750v供电制式的辅助变流器的具体电路结构图；

图7为本发明实施例的应对直流1500v供电制式的控制算法原理图；

图8为本发明实施例的应对直流750v供电制式的控制算法原理图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本领域技术技术人员知道，本发明的实施方式可以实现为一种系统、装置、设备、方法或计算机程序产品。因此，本公开可以具体实现为以下形式，即：完全的硬件、完全的软件(包括固件、驻留软件、微代码等)，或者硬件和软件结合的形式。

下面参考本发明的若干代表性实施方式，详细阐释本发明的原理和精神。

本发明的目的在于针对现有辅助变流器的不足，提供一种采用新的主回路拓扑结构和新的控制方法的辅助变流器，以实现地铁辅助变流器小型、轻量和高效的目的，同时，本发明的辅助变流器可以应对幅值差较大的不同的供电制式，例如现有的地铁供电制式直流750v和直流1500v。但是，本发明不限于这两种供电制式，只要是通过本发明的辅助变流器结构和控制方法能达成的供电制式的不同规格，均在本发明的保护范围之内。

以下实施例通过直流750v和1500v两种供电制式对本发明的辅助变流器和控制方法进行描述。

图1和图2为本发明实施例的适应多种供电制式的辅助变流器的结构示意图。其中，图1为应对1500v供电制式的辅助变流器的结构示意图，图2为应对720v供电制式的辅助变流器的结构示意图。如图1和图2所示，本实施例的辅助变流器包括：输入开关与预充电单元、输入滤波单元、前级升压单元、中频隔离dc/dc变流器、三相逆变单元、输出滤波单元以及对外输出控制单元。

所述输入开关与预充电单元连接高压直流母线，用于对直流支撑电容进行预充电；所述输入开关与预充电单元包含两个预充电电阻，所述两个预充电电阻串联或者并联，当供电制式为1500v时，对应图1所示，两个预充电电阻串联，当供电制式为750v时，对应图2所示，两个预充电电阻并联；所述输入滤波单元，连接所述输入开关与预充电单元，用于滤除直流输入的谐波和共模干扰；所述前级升压单元连接所述输入滤波单元，用于输出期望的直流电压；所述前级升压单元包括两路boost升压模块，所述两路boost升压模块串联或者并联。当供电制式为1500v时，对应图1所示，两路boost升压模块串联，当供电制式为750v时，对应图2所示，两路boost升压模块并联；所述中频隔离dc/dc变流器为两个，分别连接所述两路boost升压模块，用于分别对所述两路boost升压模块输出的直流电压进行中频逆变，生成中频的方波电压，并对所述中频的方波电压进行隔离变压后整流为中间直流电压，两个中频隔离dc/dc变流器输出的中间直流电压并联后输入所述三相逆变单元；所述三相逆变单元连接所述两个中频隔离dc/dc变流器，用于将并联后的中间直流电压逆变为三相工频交流电；所述输出滤波单元连接所述三相逆变单元，用于对所述三相工频交流电进行滤波；所述对外输出控制单元连接所述输出滤波单元，用于控制并将所述滤波后的三相工频交流电输出给外部负载。

以下分别介绍本实施例的适应多种供电制式的辅助变流器的每个组成部件。

1.输入开关与预充电单元，其包括：主接触器、旁路开关和两个预充电电阻，所述主接触器用于接通或断开高压，所述预充电电阻采用串联和并联方式分别应对1500v和750v供电制式下对直流支撑电容进行预充电，所述旁路开关在预充电完成后旁路预充电电阻。当供电制式为1500v时，对应图1所示，两个预充电电阻串联，当供电制式为750v时，对应图2所示，两个预充电电阻并联。

2.输入滤波单元，输入端与列车高压直流母线相连，由电感、电容、电阻构成；输出端与前级升压单元相连，用于滤除接触网侧的谐波分量。

3.前级升压单元，其包括：功能电感、两路boost模块、直流支撑电容各两套，两路boost模块采用串联和并联方式分别应对1500v和750v供电制式，维持输出期望直流电压；并通过调节boost模块中开关管的占空比，实现1500v制式下两套前级升压单元的输出均压，实现750v制式下两套前级升压单元的输入均流。

4.中频隔离dc/dc变流器，其包括单相逆变单元、中频变压器与谐振元件、不控整流单元各两套。两个单相逆变单元分别与两套boost模块相连，并进行中频逆变。所述中频相对于工频50hz而言，其工作频率可在5khz～100khz范围内，根据主要部件的能力，通常可设置为18khz～25khz范围内。

所述中频变压器与谐振元件，谐振元件包括谐振电容器和必要的谐振电感，谐振电感可集成到中频变压器中。谐振电容器与所述中频变压器原边漏感和激磁电感组成llc串联谐振回路，所述中频变压器完成原副边变压功能，并起到电气隔离作用；

不控整流单元，包括两套二极管整流桥和一套电容器组，两套整流桥输入分别与变压器副边相连，输出并联与后级三相逆变单元相连，所述整流桥用于将变压器副边方波电压整流为低压直流母线的电压，所述电容器组用于消除线路电感对llc控制的影响。

4.三相逆变单元，包括低压直流支撑电容组和三相逆变器，输入与不控整流单元相连，输出与输出滤波单元相连，所述三相逆变单元用于将直流电逆变为三相工频交流电，所述低压直流支撑电容组用于稳定逆变器输入电压；

5.输出滤波单元，包括三相电感、三相电容和电容放电电阻，用于对三相逆变器输出电压进行滤波；

6.对外输出控制单元，包括三相输出接触器和库用电预充电电路，所述三相输出接触器用于接通或断开辅助变流器负载，所述库用电预充电电路用于在外接库用电工况时通过三相逆变器不控整流对直流电容充电，可供充电机工作方便调试。

图3和图4为分别对应1500v和750v供电制式的辅助变流器的一具体实施例的结构示意图。图5和图6为分别对应1500v和750v供电制式的辅助变流器的具体电路图。同时参考图3、图4、图5和图6，本实施例的辅助变流器具体实施方式如下：

1.接触网电压通过输入开关与预充电电路2对直流电容进行预充电，预充电电阻有两个(图3和图4中均以一个电阻表达电阻串联和并联的效果)，其中1500v供电制式下两个电阻串联，750v供电制式下，两个电阻并联；预充电完成后，旁路开关闭合，预充电过程结束。

2.接触网电压经过输入开关与预充电电路2后，由输入滤波单元1进入，滤除了接触网上大量谐波和共模干扰。

3.滤波后的电压与前级升压单元1和前级升压单元2相连，前级升压单元包含两套boost模块3，每套模块可为单路boost电路，也可由两路boost并联构成；在1500v供电制式下，如图5所示，两套boost模块串联运行，共用一个功能电感，在750v供电制式下，如图6所示，两套boost模块并联运行，并错相180°，各用一个功能电感；不管何种模式，并且不管接触网电压如何波动，boost电路均输出两路稳定的直流电压供给两套中频dc/dc单元。

4.boost电路输出连接全桥llc谐振变换单元4，其中两个串联谐振电感复用中频变压器5的原边漏感和激磁电感，通过单相逆变模块开关频率和两个谐振频率的配合，使得变压器原边逆变电路工作在零电压软开关状态，变压器副边的二极管整流桥6工作在零电流软开关状态，在完成电压转换的同时提高了系统效率。

三相逆变器8之前的部分，其控制目标为：稳定低压直流支撑电容12的电压，并保证较高的变换效率。为实现这一目标，采取的控制思路为：通过改变boost模块3开关管的占空比来实现对目标电压的控制，llc部分采用相对固定的开关方式保证转换的高效率。

为了应对1500v供电制式，需对两套前级升压单元和中频dc/dc单元实施均压控制。如图5所示，采用的控制方式为：

以低压直流支撑电容12的电压闭环为控制外环，其输出作为中压电容14和15的电压之和指令，中间电压环的输出用来调整输入电感16的电流，电流内环输出作为开关管初步占空比。为了保证均压，将中压电容14和15的电压差通过调节器并限幅后得到占空比微调值，将开关管初步占空比分别减去和加上占空比微调值，作为上下两套boost开关指令。在保证电容14和15均压后，还可通过小范围内调整llc逆变频率来应对硬件不一致带来的后级不均流问题。上述调节器可根据需要使用p调节、pi调节或pid调节。

具体实现的控制算法原理如图7所示：

以低压直流母线电压为稳定对象，其给定值减去实际值的差值，输入给调节器，调节器的输出作为“前级升压单元1和前级升压单元2的输出电压之和”给定值；

“前级升压单元1和前级升压单元2的输出电压之和”给定值减去实际值的差值输入给调节器，调节器的输出作为“前级升压单元输入电流”的给定值；

“前级升压单元输入电流”的给定值减去实际值的差值，输入给调节器，调节器的输出作为“前级升压单元占空比”的给定值；

为了保证均压，辅以中压电容14和15的电压差来微调两套boost电路的占空比：

“前级升压单元1和前级升压单元2输出电压平均值”减去“前级升压单元1输出电压”的差，输入给调节器，经过限幅后，输出为“占空比修正值”；

“前级升压单元占空比”减去“占空比修正值”得到“前级升压单元1占空比”，

“前级升压单元占空比”加上“占空比修正值”得到“前级升压单元2占空比”。

在保证前级升压单元1和前级升压单元2均压后，还可通过小范围内调整llc逆变频率来应对硬件不一致带来的后级不均流问题。

通过上述控制，既保证了低压直流母线电压的稳定，又实现了两套并联电路的均压控制。

为了应对750v供电制式，需对两套前级升压单元和中频dc/dc单元实施均流控制。如图6所示，采用的控制方式为：

以低压直流支撑电容12的电压闭环为控制外环，得到中压直流支撑电容14和15电压的初步指令。为保证均流效果，以升压电路的输入电感16和输入电感17的电流差值，通过调节器并限幅后得到电容14和15电压指令的微调值，最终电容14和电容15的电压指令为初步指令加上和减去微调值。电容14和15的电压闭环输出作为输入电流指令，再通过电流内环最终得到开关管脉冲信号。上述调节器可根据需要使用p调节、pi调节或pid调节。

具体实现的控制算法原理如图8所示：

以低压直流母线电压为稳定对象，其给定值减去实际值的差值，输入给调节器，作为“前级升压单元输出电压给定值”；

“前级升压单元1和前级升压单元2输入电流平均值”减去“前级升压单元1输入电流”的差，输入给调节器，经过限幅后，输出为“前级升压单元输出电压修正值”；

“前级升压单元输出电压给定值”加上“前级升压单元输出电压修正值”，得到“前级升压单元1输出电压给定值”；

“前级升压单元输出电压给定值”减去“前级升压单元输出电压修正值”，得到“前级升压单元2输出电压给定值”；

“前级升压单元1输出电压”给定值减去实际值的差值，输入给调节器，调节器的输出作为“前级升压单元1输入电流”的给定值；

“前级升压单元2输出电压”给定值减去实际值的差值，输入给调节器，调节器的输出作为“前级升压单元2输入电流”的给定值；

“前级升压单元1输入电流”给定值减去实际值的差值，输入给调节器，调节器的输出作为“前级升压单元1占空比”的给定值；

“前级升压单元2输入电流”给定值减去实际值的差值，输入给调节器，调节器的输出作为“前级升压单元2占空比”的给定值。

通过上述控制，既保证了中频变换单元输出电压的稳定，又实现了两套并联电路的均流控制。

5.二极管整流桥输出直流电压，经三相逆变器8逆变为三相工频交流电。三相逆变器具备无互联线并联控制功能，根据负载功率在公差范围内调整三相工频交流电的幅值和频率，保证整列并联机组功率平衡。

6.三相逆变器输出经正弦滤波器9滤波后与输出接触器10相连。输出接触器有两个作用：正常运行工况下控制负载的接通与断开；在外接库用电工况下，库用电先通过输出端的预充电电路11，经过三相逆变器反并联二极管给低压直流支撑电容12充电，充电完成后，输出接触器10闭合，输出端预充电接触器11断开，库用电经输出接触器10和逆变器的反并联二极管给直流环节供电，可供给充电机13工作，便于库内或站内调试。

本发明实施例的辅助变流器及其控制方法所产生的有益效果为：

1.本发明仅通过改变预充电电阻和前级升压单元的串并联结构即可灵活应对1500v和750v两种供电制式；

2.本发明通过前级升压单元和中频dcdc变流器的配合控制，实现了两套电路输入并联时的均流，使得两套电路能够功率均分；

3.本发明通过前级升压单元和中频dc/dc变流器的配合控制，实现了两套电路输入串联时的均压，使得两套电路都工作在安全的电压范围内；

4.本发明通过主动控制，实现了无变压器隔离的多台辅助变流器并联功能。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、cd-rom、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

本发明中应用了具体实施例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。