一种组合式三相单级PFC变换器的双比例因子控制策略的制作方法

本发明涉及一种控制策略，具体涉及适用于电网不平衡条件下组合式三相单级pfc变换器的控制策略，属于电力电子变换器的控制领域。

背景技术：

功率因数校正(pfc)变换器是一类高功率因数整流器，可有效降低谐波污染，提高功率因数，组合式三相单级pfc变换器(以下简称为组合式变换器)是将三个单相单级pfc变换器组合形成三相pfc变换器。单体组合式的结构使得这种pfc变换器的控制变得相对容易、也相对灵活，只需将单相pfc变换器的经典电压电流双闭环控制策略稍加改进即可使该变换器同时实现电压变换和pfc功能。

图2为现有控制策略的结构示意图，图3为组合式三相单级pfc变换器的结构示意图，图2中pwm调制器的输出作为图3中对应相单体的全桥桥臂的开关器件的pwm开关信号。

然而，上述现有的控制策略仅在三相电网平衡条件下才能使组合式变换器正常稳定工作，达到单位功率因数，输出无低次纹波的直流电压。在电网不平衡条件下，采用现有的控制策略时，组合式变换器将存在输入电流含有低次谐波、输出电压含有低次纹波和三相单体功率不均衡的问题，这些问题都将严重影响变换器的正常工作。

技术实现要素：

本发明的目的是为了解决现有的控制策略在电网不平衡条件下会使组合式变换器存在输入电流含有低次谐波、输出电压含有低次纹波和三相单体功率不均衡的问题，提供一种可解决该问题的组合式三相单级pfc变换器的双比例因子控制策略。

本发明所述的一种组合式三相单级pfc变换器的双比例因子控制策略，包括一个电压外环和三个电流内环；

三个电流内环分别与a相单体、b相单体和c相单体对应，三个电流内环的结构相同；

电压外环采用电压补偿器实现，电压补偿器的两个输入端分别输入变换器的输出电压采样值和变换器的输出电压给定值；

每个电流内环包括第二乘法器、电流补偿器和pwm调制器；

第二乘法器的输出端与电流补偿器的一个输入端相连，电流补偿器的另一个输入端输入对应单体的pfc电感电流采样值，电流补偿器的输出端与pwm调制器的一个输入端相连，pwm调制器的另一个输入端输入开关频率的锯齿波信号，pwm调制器的输出作为对应单体的全桥桥臂开关器件的pwm开关信号；

每个电流内环还包括第一乘法器和限幅器；

电压补偿器的输出端与第一乘法器的一个输入端相连，第一乘法器的另一个输入端输入对应单体的第一比例因子，第一乘法器的输出端与限幅器的输入端相连，限幅器的输出端与第二乘法器的一个输入端相连，第二乘法器的另两个输入端分别输入对应单体的输入电压采样值的绝对值和对应单体的第二比例因子。

优选的是，i相单体的第一比例因子ki1和第二比例因子ki2的取值均与该相单体的输入电压成反比，

ki1＝1/ji，ki2＝kuin/ji；

ji为i相单体输入电压有效值与额定输入电压有效值uin之比，kuin为单体输入电压采样系数。

优选的是，电压补偿器和电流补偿器均采用pi补偿器实现。

与现有控制策略相比，本发明的有益效果为：

无论是在三相电网平衡或不平衡条件下，本发明的双比例因子(doublescalingfactor，dsf)控制策略均能使组合式变换器输入电流不含低次谐波，接近单位功率因数，输出电压不含低次纹波，可看作直流，三相单体功率均衡，有利于变换器长期稳定运行。而现有控制策略只有在三相电网平衡条件下才可实现这些目标，在电网不平衡条件下则无法实现这些目标。可见，与现有的控制策略相比，本发明的控制策略具有重大的积极意义。

附图说明

图1是具体实施方式一所述的一种组合式三相单级pfc变换器的双比例因子控制策略的结构示意图；

图2是背景技术的现有控制策略的结构示意图；

图3是背景技术的组合式三相单级pfc变换器的电路原理图；

其中，la为pfc电感；

图4为具体实施方式一中的采用现有控制策略时组合式变换器工作的波形图；

图5为具体实施方式一中的采用本发明的控制策略时组合式变换器工作的波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1、图4和图5具体说明本实施方式，本实施方式所述的一种组合式三相单级pfc变换器的双比例因子控制策略，包括组合式三相单级pfc变换器三个单相单体共同的电压外环和三个电流内环；

三个电流内环分别与a相单体、b相单体和c相单体对应，分别为a相电流内环2-a、b相电流内环2-b、c相电流内环2-c，三个电流内环的结构相同；

电压外环1由电压补偿器实现，本实施方式中选用pi补偿器(也可以采用其他类型的补偿器)，电压补偿器的两个输入端分别输入变换器的输出电压采样值kuouo(其中kuo为输出电压采样系数)和输出电压给定值uoref；

每个电流内环包括第一乘法器、限幅器、第二乘法器、电流补偿器和pwm调制器；

第一乘法器有两个输入端，分别输入电压补偿器1的输出v和对应单体的第一比例因子(a、b、c相单体的第一比例因子分别为ka1、kb1、kc1)，限幅器的输入为相应单体第一乘法器的输出，第二乘法器有三个输入端，为别输入相应单体限幅器的输出、相应单体的输入电压采样值的绝对值和相应单体的第二比例因子(a、b、c相单体的第二比例因子分别为ka2、kb2、kc2)，电流补偿器的两个输入端分别为相应单体的第二乘法器的输出和相应单体的pfc电感电流采样值，pwm调制器的两个输入端分别输入对应单体的电流补偿器的输出和开关频率的锯齿波信号，pwm调制器的输出对应该相单体的全桥桥臂开关器件的pwm开关信号。

第一比例因子和第二比例因子的取值均和该相单体的输入电压成反比，本实施方式中，ki1＝1/ji，ki2＝kuin/ji(ki1、ki2和ji下标中的i表示a、b、c，ji为第i相单体输入电压有效值与额定输入电压有效值uin之比，kuin为对应单体输入电压采样系数)，限幅器的限幅值可按实际需要灵活设定。该控制策略可用数字或模拟控制实现。

图1中va1、vb1和vc1分别为a相电流内环、b相电流内环、c相电流内环的第一乘法器的输出，va2、vb2和vc2分别为a相电流内环、b相电流内环、c相电流内环的限幅器的输出，|ua|、|ub|、|uc|分别为a相单体、b相单体和c相单体的输入电压采样值的绝对值，iaref、ibref和icref分别为a相电流内环、b相电流内环、c相电流内环第二乘法器的输出，即相应相pfc电感电流的参考值，ial、ibl、icl分别为a相单体、b相单体和c相单体的pfc电感电流采样值。

下面将说明在电网平衡及不平衡条件下本发明的dsf控制策略可使组合式变换器输入电流不含低次谐波、输出电压不含低次纹波和三相单体功率均衡的理由。根据组合式变换器及经典pfc变换器电压电流双闭环控制策略的原理可知：

式中：v为电压环输出，ui为各相单体输入电压，ii为各相单体输入电流，di为各相单体的占空比(pfc电感充放电周期中桥臂直通所占比例为占空比)，n为变压器的匝数比，uo为变换器的输出电压，下标i表示a、b、c。

对组合式变换器输出侧电流ivd、滤波电容电流ic和输出电压uo作开关周期平均化处理，忽略其高频(开关频率及开关频率以上)分量，对输出侧节点p列写基尔霍夫电流方程，可得到下式：

其中c为输出滤波电容的电容值，r为负载阻值；

将公式一代入公式二，并两边同时乘与uo，再结合实施方式一中第一比例因子和第二比例因子的表达式可得

注意到各相输入电压ua、ub、uc和ja、jb、jc之间的关系如下(三相电网平衡及不平衡条件下均可使用该表达式)：

其中，ω为电网电压角频率；

结合公式四，公式三可写成如下形式：

由公式五可解得变换器输出电压uo是直流量，所以uo的表达式可写为：

uo＝uoref/kuo＝uo(公式六)

式中：uo为额定输出电压值。

各相单体输入电流的表达式为：

各相单体输入功率pa、pb、pc的表达式为：

上述具体实施方式中的理论分析表明，采用本发明的dsf控制策略时，该组合式变换器将不存在输入电流含有低次谐波、输出电压含有低次纹波的情况，且各相单体输入平均功率均衡。

此外，图4是采用图2所示的现有控制策略时组合式变换器工作的波形图，表1为与图4对应的实测电路参数表；图5是采用本发明的dsf控制策略时组合式变换器的工作波形，表2为与图5对应的实测电路参数表；图4中，在a相输入电压有效值rms为0.8×220v时；低频纹波电压峰峰值△uo为4v，各相输入电流的总谐波失真度(thd)均较大，二次纹波明显；图5中，在a相输入电压有效值rms为0.8×220v时，输出电压二次纹波很小，各相输入电流的总谐波失真度(thd)均较小，通过图4、图5及表1和表2的对比可见，在电网不平衡条件下，采用现有控制策略时，变换器存在明显的输入电流低次谐波和输出电压低次纹波，三相单体功率明显不均衡，而采用dsf控制策略时，所述的三个问题同时得到了解决，且效果良好。图4、图5及表1和表2的结果，均证明了本发明的有效性及其有益效果。

表1采用现有控制策略时组合式变换器工作的实测电路参数表

表2采用dsf控制策略时组合式变换器工作的实测电路参数表

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。